申请/专利权人：东南大学

申请日：2017-10-31

公开（公告）日：2020-03-31

公开（公告）号：CN107681902B

主分类号：H02M3/335(20060101)

分类号：H02M3/335(20060101)

优先权：

专利状态码：有效-授权

法律状态：2020.03.31#授权;2018.03.09#实质审查的生效;2018.02.09#公开

摘要：本发明公开了一种串入串出型直流变换器的功率回流优化方法，该方法针对串入串出型直流变换器的拓扑结构固有特点，通过对变换器一次侧相互串联的N个全桥逆变器的调制波初始相位进行等分平移，使各全桥在串联侧产生的除2N次整数倍以外的所有偶数次环流激励电压相互抵消，从而减小了直流变换器的总体功率回流。本发明方法实施步骤简单，无需增加任何硬件设备或附加控制环节，具有实际的工程价值。

主权项：1.一种串入串出型直流变换器的功率回流优化方法，所述串入串出型直流变换器包括N个双向全桥直流变换器模块，每个双向全桥直流变换器模块均包括一个全桥逆变器、一个全桥整流器和一个交流变压器；其特征在于，所述功率回流优化方法包括如下步骤：步骤1，采用串入串出型直流变换器的传统移相控制方法，即通过输出直流总电压外环进行直流变压与功率传输，通过各双向全桥直流变换器模块输入电压内环控制输入均压与输出均压，使得串入串出型直流变换器一次侧N个全桥逆变器调制信号的初始相位相同；步骤2，将串入串出型直流变换器一次侧串联的N个全桥逆变器调制信号的初始相位进行等分平移，使得各全桥逆变器在串联侧产生的除2N次整数倍以外的所有偶数次环流激励电压相互抵消；所述等分平移的具体操作如下：1对第一个双向全桥直流变换器模块的初始相位不进行移相，则等分平移后第一个双向全桥直流变换器模块的相位为2对第二个双向全桥直流变换器模块的初始相位，相对滞后移相则等分平移后第二个双向全桥直流变换器模块的相位为3对第三个双向全桥直流变换器模块的初始相位，相对滞后移相则等分平移后第三个双向全桥直流变换器模块的相位为4对第i个双向全桥直流变换器模块的初始相位，相对滞后移相则等分平移后第三个双向全桥直流变换器模块的相位为

全文数据：一种串入串出型直流变换器的功率回流优化方法技术领域[0001]本发明涉及一种串入串出型直流变换器的功率回流优化方法，应用于输入串联输出串联组合型直流变换器，属于直流变换技术领域。背景技术[0002]双向全桥直流变换器具有在维持变换器两端电压极性不变的情况下实现能量的双向流动的功能，相对于传统的单向直流变换器，减少了器件数量和总体成本，降低了变换器的体积、重量和占地面积，提高了系统功率因数。因此，在直流电机驱动、直流互联和新能源并网等需要进行能量双向流动的场合，双向全桥直流变换器正得到广泛使用。[0003]为匹配不同电压等级的高压直流母线，避免多个功率器件直接串联引起的均压问题，提高系统的标准度和集成度，可将各双向全桥直流变换器的输入端和输出端进行相互串联组合形成串入串出型直流变换器。[0004]双向全桥直流变换器的传统控制方式是一二次侧之间的移相控制，即通过控制一二次侧两个全桥变换器的驱动信号之间的移相角，从而实现功率控制。这种控制方式容易实现软开关、系统惯性小、动态响应快，但在输入输出电压幅值不匹配时，容易导致变换器的回流功率和电流应力增大，降低了系统功率因数，增加了变换器损耗。因此将双向全桥直流变换器进行串联组合形成的串入串出型直流变换器同样存在功率回流问题。[0005]为克服传统移相控制的缺点，一大批新型控制方式，诸如拓展移相（ExtendedPhaseShift,EPS、二重移相（DualPhaseShift,DPS和三重移相（TriplePhaseShift,TPS等先后被提出。虽然这些方法都在一定程度上降低了系统回流功率，但往往需要增加复杂的控制环节，必须多种工作模态进行复杂的分析，具体执行难度较大。况且这些方法均针对单模块双向全桥直流变换器进行设计，未考虑到串入串出型直流变换器固有的结构特点。[0006]因此，针对串入串出型直流变换器固有特点，设计专用的功率回流优化方法具有重要的意义。发明内容[0007]本发明所要解决的技术问题是:提供一种串入串出型直流变换器的功率回流优化方法，大大减小了使用传统移相方法情况下的功率回流。[0008]本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：[0009]—种串入串出型直流变换器的功率回流优化方法，所述串入串出型直流变换器包括N个双向全桥直流变换器模块，每个双向全桥直流变换器模块均包括一个全桥逆变器、一个全桥整流器和一个交流变压器;所述功率回流优化方法包括如下步骤：[0010]步骤1，采用串入串出型直流变换器的传统移相控制方法，即通过输出直流总电压外环进行直流变压与功率传输，通过各双向全桥直流变换器模块输入电压内环控制输入均压与输出均压，使得串入串出型直流变换器一次侧N个全桥逆变器调制信号的初始相位相同；[0011]步骤2，将串入串出型直流变换器一次侧串联的N个全桥逆变器调制信号的初始相位进行等分平移，使得各全桥逆变器在串联侧产生的除2N次整数倍以外的所有偶数次环流激励电压相互抵消;所述等分平移的具体操作如下：[0012]1对第一个双向全桥直流变换器模块的初始相位不进行移相，则等分平移后第一个双向全桥直流变换器模块的相位为約=〇·，[0013]2对第二个双向全桥直流变换器模块的初始相位，相对约滞后移相，则等分平移后第二个双向全桥直流变换器模块的相位为[0014]3对第三个双向全桥直流变换器模块的初始相位，相对咚滞后移相则等分平移后第三个双向全桥直流变换器模块的相位3;[0015]4对第i个双向全桥直流变换器模块的初始相位，相对終-,滞后移相，则等分平移后第三个双向全桥直流变换器模块的相位爻[0016]作为本发明的一种优选方案，所述每个双向全桥直流变换器模块中的交流变换器的参数均一致。[0017]作为本发明的一种优选方案，所述各双向全桥直流变换器模块产生的第k次环流激励电压表达式为：[0019]其中，UCIR1⑹表示第i个双向全桥直流变换器模块产生的第k次环流激励电压，Ak为第k次环流激励电压的幅值，k为不等于零的偶数，ω为基波角频率，t为时间，％为初始相位。[0020]作为本发明的一种优选方案，所述各双向全桥直流变换器模块产生的第2Nm次环流激励电压值均与传统移相控制方法下产生的第2Nm次环流激励电压值相等，m为正整数，N为双向全桥直流变换器模块数目。[0021]作为本发明的一种优选方案，所述各双向全桥直流变换器模块产生的除2Nm次以外的环流激励电压之和为零。[0022]本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：[0023]本发明针对串入串出型直流变换器电路的拓扑特点，通过对变换器一次侧相互串联的N个全桥逆变器的调制波初始相位进行等分平移，使各全桥在串联侧产生的除2N次整数倍以外的所有偶数次环流基本消除，瞬时传输功率波形纵坐标基本均为正值，功率回流相对于传统移相方法的情况大大减小。附图说明[0024]图1是单模块双向全桥直流变换器拓扑图。[0025]图2是单模块双向全桥直流变换器传统移相控制工作原理波形图。[0026]图3是本发明串入串出型直流变换器拓扑图。[0027]图4是使用传统移相法后串入串出型直流变换器的环流等效电路图。[0028]图5是本发明调制波初始相位等分平移示意图。[0029]图6是使用本发明功率回流优化方法后的环流等效电路图。[0030]图7是使用传统移相法得到的直流电压输出波形。[0031]图8是使用传统移相法得到的各模块输入电压波形。[0032]图9是使用传统移相法得到的各模块输出电压波形。[0033]图10是使用传统移相法得到的瞬时传输功率波形。[0034]图11是对传统移相法得到的瞬时传输功率波形的快速傅里叶分析。[0035]图12是使用本发明功率回流优化方法得到的直流电压输出波形。[0036]图13是使用本发明功率回流优化方法得到的各模块输入电压波形。[0037]图14是使用本发明功率回流优化方法得到的各模块输出电压波形。[0038]图15是使用本发明功率回流优化方法得到的瞬时传输功率波形。[0039]图16是对本发明功率回流优化方法得到的瞬时传输功率波形的快速傅里叶分析。具体实施方式[0040]下面详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。[0041]如图1所示是单模块双向全桥直流变换器，即包括一个全桥逆变器和全桥整流器，逆变器和整流器的交流侧经一个变压器和一个变压器漏感互联，实现从输入侧向输出侧的直流变换和功率传输。U1为输入直流电压，U2为输出直流电压，C1、C2分别为输入、输出侧直流电容，K为变压器变比，IaPus为原、副边交流电压，Uhl为全桥逆变器输出电压，Uh2为全桥整流器输出电压，UL和k为漏感上的电压和电流，原副边之间的相角。[0042]全桥逆变器包括开关器件SI、S2、S3、S4和续流二极管Dl、D2、D3、D4;全桥整流器包括开关器件S5、S6、S7、S8和续流二极管D5、D6、D7、D8。[0043]如图2所示是单模块双向全桥直流变换器在传统移相控制下的工作原理波形。如图可见，在传统移相控制下，两侧全桥的工作频率均为fs，开关周期的一半为Ths，Ths=l2fs，对角开关管轮流导通，导通角为180°，Uhi和Uh2是占空比为50%的方波电压。通过控制原副边之间的相角就可以控制加在变压器漏感两端电压的大小和相位，进而控制功率的大小和流向。由于!^与!^间相移的存在，在功率传输过程中，漏感电流与原边侧电压存在相位相反的阶段。’xSt2-t’2时刻，传输功率Uhl·k为负，功率回流到电源中，可定义此功率为回流功率。[0044]如图3所不是串入串出型直流变换器拓扑结构。Ti、T2、…、Tn为一系列参数一致的交流变压器，UiA系统直流输入电压，Ucmt为系统直流输出电压，S1J2n"·、δΝ分别为模块1、模块2、…、模块N内部原副边移相角。[0045]使用传统移相法控制δ^δ^^δΝ进行直流变压与功率传输，原边调制信号所有初始相位相同，此时单模块全桥直流变换器内部产生了偶次环流，经输入串联模块组合叠加在一起，引起了电源侧的功率回流。在传统移相法中，单模块全桥直流变换器的两个桥臂调制信号对称互补，此时两桥臂上的产生的偶次环流激励电压相同，设为U2f、U4f、U6f、U8f、〜，而在串入串出型直流变换器中，由于一系列参数一致的单模块全桥直流变换器相互串联，可认为各模块产生的偶次环流激励电压相同，环流等效电路图如图4所示。[0046]图5是按本发明方法的调制波初始相位等分平移示意图。将串入串出型直流变换器一次侧串联的N个全桥逆变器模块的调制波初始相彳ί进行等分平移如下：[0047]1.对第一个模块的初始相位热，不进行移相，S卩供=β·，[0048]2.对第二个模块的初始相位史2，相对科滞后移才[0049]3.对第三个模块的初始相位约，相对約滞后移相[0050]4.对第i个模块的初始相位麫，相对PV1滞后移相，[0051]设第一模块产生的第kk=2，4，6，…）次环流激励电压为：[0053]式⑴中Ak为第k次环流激励电压的幅值，ω为基波角频率，初始相位为界，由各模块参数的一致件，第i樽块产牛的第k次环流激励电压可衷示为：[0055]对2N次整数倍环流，S卩k=2Nmm=1，2，3，…），第i个模块产生的第k次环流激励电压为：[0057]从式⑶中可看出，各个模块产生的第2Nm次环流激励电压均与传统控制下产生的第2Nm次环流激励电压值相等。因此，本发明方法对2N次整数倍环流无影响。[0058]对2N次整数倍以外的偶数次环流，S卩k乒2Nmm=l，2,3,…）：[0059]当N为奇数时，由式2可得[0061]因为k为偶数，N为正整数，因此有，又由于k#2Nmm=l，2,3,…），因此有，由狄利克雷核Dirichletkernel有：[0063]将⑸代入⑷，有[0065]当N为偶数时，由式2可得-Fl]+[0067]因为k为偶数，N为正整数，因此有：，又由于k#2Nmm=l，2，3，···），因此有！，由狄利克雷核Dirichletkernel有：[0069]将⑻代入7，有[0071]由⑹⑼可知，当k乒2Nmm=l，2,3,…），有[0072]所以使用本发明方法，各模块2N次整数倍以外的偶数次环流在串联结构中可消除，环流等效电路图如图6所示。[0073]下面以一具体实施例进行仿真对比，串入串出型直流变换器的仿真参数如表1所示，系统仿真时间〇.25s。[0074]表1ΤοΟΤόϊ~图7、图8和图9为使用传统移相法得到的直流电压输出、各模块输入电压和各模块输出电压。从图中可见，直流电压输出已经达到了稳定，各模块输入电压和各模块输出电压也实现了均衡控制，此时串入串出型直流变换器正常工作。[0077]如图10为传统移相法下两个交流周期内（0.24S-0.242s的瞬时传输功率波形，从图中可见，瞬时传输功率波形有一部分纵坐标为负值，此时产生了功率回流。对图10所示波形进行快速傅里叶分析得到图11，可见瞬时传输功率波形中含有偶次谐波。[0078]图12、图13和图14为使用本发明方法得到的直流电压输出、各模块输入电压和各模块输出电压。对比图7、图8和图9可知本发明方法未对串入串出型直流变换器的正常工作产生负面影响。[0079]图15为本发明方法下两个交流周期内（0.24S-0.242s的瞬时传输功率波形，从图中可见，瞬时传输功率波形纵坐标基本均为正值，此时功率回流相对于图10的情况大大减小，提高了串入串出型直流变换器的功率传递效率，提高了系统功率密度，减小了过流可能。对图15所示波形进行快速傅里叶分析得到图16,可见回流优化后偶数次环流中仅剩8、16、24、32、一次较为显著，证明本发明方法确实能消除除2~整数倍以外的环流。[0080]以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

权利要求：1.一种串入串出型直流变换器的功率回流优化方法，所述串入串出型直流变换器包括N个双向全桥直流变换器模块，每个双向全桥直流变换器模块均包括一个全桥逆变器、一个全桥整流器和一个交流变压器;其特征在于，所述功率回流优化方法包括如下步骤：步骤1，采用串入串出型直流变换器的传统移相控制方法，即通过输出直流总电压外环进行直流变压与功率传输，通过各双向全桥直流变换器模块输入电压内环控制输入均压与输出均压，使得串入串出型直流变换器一次侧N个全桥逆变器调制信号的初始相位相同；步骤2，将串入串出型直流变换器一次侧串联的N个全桥逆变器调制信号的初始相位进行等分平移，使得各全桥逆变器在串联侧产生的除2N次整数倍以外的所有偶数次环流激励电压相互抵消;所述等分平移的具体操作如下：1对第一个双向全桥直流变换器模块的初始相位不进行移相，则等分平移后第一个双向全桥直流变换器模块的相位为約=〇;2对第二个双向全桥直流变换器模块的初始相位，相对科滞后移相，则等分平移后第二个双向全桥直流变换器模块的相位为3对第三个双向全桥直流变换器模块的初始相位，相对约滞后移相，则等分平移后第三个双向全桥直流变换器模块的相位为4对第i个双向全桥直流变换器模块的初始相位，相对卩^带后移相，则等分平移后第三个双向全桥直流变换器模块的相位为2.根据权利要求1所述串入串出型直流变换器的功率回流优化方法，其特征在于，所述每个双向全桥直流变换器模块中的交流变换器的参数均一致。3.根据权利要求1所述串入串出型直流变换器的功率回流优化方法，其特征在于，所述各双向全桥直流变换器模块产生的第k次环流激励电压表达式为：其中，Uc1R1⑹表示第i个双向全桥直流变换器模块产生的第k次环流激励电压，Ak为第k次环流激励电压的幅值，k为不等于零的偶数，ω为基波角频率，t为时间，死为初始相位。4.根据权利要求1所述串入串出型直流变换器的功率回流优化方法，其特征在于，所述各双向全桥直流变换器模块产生的第2Nm次环流激励电压值均与传统移相控制方法下产生的第2Nm次环流激励电压值相等，m为正整数，N为双向全桥直流变换器模块数目。5.根据权利要求1所述串入串出型直流变换器的功率回流优化方法，其特征在于，所述各双向全桥直流变换器模块产生的除2Nm次以外的环流激励电压之和为零。

百度查询： 东南大学 一种串入串出型直流变换器的功率回流优化方法

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