申请/专利权人：哈尔滨工业大学

申请日：2018-01-15

公开（公告）日：2020-07-24

公开（公告）号：CN108234368B

主分类号：H04L25/03(20060101)

分类号：H04L25/03(20060101);H04L27/26(20060101)

优先权：

专利状态码：有效-授权

法律状态：2020.07.24#授权;2018.07.24#实质审查的生效;2018.06.29#公开

摘要：本发明提供一种高谱效安全截短正交频分复用传输方法，涉及信息与通信技术领域，本发明包括：比特信息发送序列I输入至基于IFFT的发射机，输出时域发送信号s，利用安全矩阵Θ对该时域发送信号进行随机截短并发送；在Θ的情况下，基于FFT的接收机接收信号矢量y，获得频域观测信号矢量Y，Y进行V次ICI干扰抑制后，结束迭代，获得的接收信号矢量通过硬判决输出估计值该经解调器后输出比特发送序列的估计值其中一次ICI干扰抑制：频域观测信号矢量Y与当前获得的干扰估计相加获得接收信号矢量所述接收信号矢量经过硬判决得到比特信息发送序列的估计值对该估计值进行ICI估计，获得干扰估计本发明还提升了合法用户接收机差错性能。

主权项：1.一种高谱效安全截短正交频分复用传输方法，所述方法包括如下步骤：步骤一：比特信息发送序列I输入至基于IFFT的发射机，输出时域发送信号s，利用安全矩阵Θ对该时域发送信号进行随机截短并发送；步骤二：在已知安全矩阵Θ的情况下，基于FFT的接收机接收信号矢量y，获得频域观测信号矢量Y，所述频域观测信号矢量Y通过硬判决输出估计值该估计值经解调器后输出所述比特发送序列的估计值Θ代表一个N×K的随机截短的安全矩阵，N代表时域发送信号的长度，K表示子载波个数，Θ中的元素由0和1组成；Θij＝1,0≤i≤N-1；0≤j≤K-1代表时域发送信号s中第j个样值sj被选作第i个发送样值，反之Θij＝0；在已知安全矩阵信息的条件下接收信号矢量表示为：y＝ΘTr＝ΘTx+ΘTn＝ΘTΘs+ΘTn其中，ΘT代表K×N维的映射和补零矩阵，同时ΘT为安全矩阵的转置，x＝Θ·s，r＝x+n代表信道接收信号矢量，n＝[n0,...,nn,...,nN-1]T代表信道输入加性高斯白噪声信号矢量，接收信号矢量y经过K点FFT变换得到频域观测信号矢量Y＝[Y0,...,Yk,...,YK-1]T： 其中，L＝ΘTΘ代表时域非正交传输引起的子载波间相关矩阵，W＝FΘT代表频域接收噪声信号矢量，F表示傅里叶逆变换矩阵，S表示调制符号序列。

全文数据：一种高谱效安全截短正交频分复用传输方法技术领域[0001]本发明涉及信息与通信技术领域，具体涉及一种高谱效安全截短正交频分复用传输方法。背景技术[0002]物联网时代依靠大量的智能设备互联提供很多新兴的服务，其中涉及的信息处理与感知等产生海量的数据信息。面对当前频谱资源稀缺的现状，在物联网中针对设备之间海量的数据通信和信息交换需要较高的频谱利用率，此外，多样化服务融入同一个网络中时，智能设备之间的通信保密性更是值得关注。[0003]针对以上频谱效率提升问题，近来一些物理层非正交传输方案已经被提出。相对于正交的方案，非正交传输技术着重于对时域或频域信号作变形处理以提升频谱利用率，例如超奈奎斯特FTN技术和高效频分复用（SEFDM技术。FTN技术突破了奈奎斯特脉冲成形准则，并且引入符号间干扰（ISI达到非正交传输，FTN提供较高的符号传输速率以提升带宽利用率。FTN技术早在上世纪七十年代被提出，但直到最近才引起广泛关注，主要针对解决目前频谱资源紧张的问题。后来，FTN技术又发展到多载波FTN采样和多输入多输出FTN技术。然而，由于特定信号持续周期内，时域超奈奎斯特发送了更多的符号造成的ISI，不可避免地加大了信号检测的计算复杂度，并且由于时域符号之间互相叠加导致了较高的发送峰均比PAPR。[0004]满足相同传输速率的情况下，IzzatDarwazeh等人提出的非正交的SEFDM传输方案能够在OFDM频谱结构的基础之上进一步压缩子载波间隔达到节省频谱资源的目的。SEFDM作为一种非正交多载波传输方案在5G候选波形设计中备受关注。由于非正交子载波的部署，SEFDM相对于OFDM以牺牲子载波间的正交性达到频谱利用率的提升。然而这种体制自带的子载波间干扰导致传输性能恶化。S.Isam等人指出子载波间干扰与带宽压缩程度和子载波个数有关。高效频分复用（SEHM技术以小于符号传输速率的间隔部署非正交子载波以提升频谱效率。相较于正交频分复用OFDM，SEFDM在不更改符号传输速率的情况下进行带宽压缩，并且广泛应用于光学，无线，以及混合通信系统。SEFDM又进一步发展到奈奎斯特SEFDM在压缩带宽的同时对带外泄漏又可以有很好的抑制效果。然而在部署非正交子载波时不可避免地引入了子载波间干扰，导致系统差错性能严重恶化，增加了信号解调的复杂度。综上所述，针对频谱效率和安全传输的波形设计在目前的研究中都是独立进行的，考虑到物联网应用中多样化服务产生的海量数据传输所需要的高传输速率和高安全性，因此针对提升频谱效率和安全传输的波形设计有待提出。发明内容[0005]针对上述问题，本发明提供一种高谱效安全截短正交频分复用传输方法。[0006]本发明的一种高谱效安全截短正交频分复用传输方法，所述方法包括如下步骤：[0007]步骤一：比特信息发送序列I输入至基于IFFT的发射机，输出时域发送信号s，利用安全矩阵Θ对该时域发送信号进行随机截短并发送；[0008]步骤二:在已知安全矩阵Θ的情况下，基于FFT的接收机接收信号矢量y，获得频域观测信号矢量Y，所述频域观测信号矢量Y通过硬判决输出估计值该估计值I经解调器后输出所述比特发送序列的估计值i。[0009]优选的是，所述步骤二中，还包括:所述频域观测信号矢量Y进行V次ICI干扰抑制后，结束迭代，获得的接收信号矢量Ϋ;[0010]所述接收信号矢量會通过硬判决输出估计值§，该估计值§经解调器后输出所述比特发送序列的估计值i;:[0011]—次ICI干扰抑制：所述频域观测信号矢量Y与当前获得的干扰估计-C^,相加获得接收信号矢量f,所述接收信号矢量f经过硬判决得到比特信息发送序列的估计值民，对该估计值^进行ICI估计，获得干扰估计-C§,.;v=l，2,...，VA=FL-IF-Sl=θτθ，L表示时域非正交传输引起的子载波间相关矩阵，Θ表示安全矩阵，F表示傅里叶逆变换矩阵。[0012]优选的是，所述方法还包括获取频域观测信号矢量Y的信号与干扰加噪声比SINR和符号差错概率，所述频域观测信号矢量Y中的第k个子信道输出频域观测信号的SINR为：[0013][00M]其中，K表示子载波个数，1^=1，2，...，1，51{表示第1^个调制符号序列4{}表示求期望，岑表示信号平均功率，《表示噪声平均功率，α表示截短率，S卩：STOFDM符号持续时间与OFDM符号持续时间的比值；[0015]多进制数字相位调制的符号差错概率SER:[0016][0017]M表示调制阶数，Θ表示积分变量；[0018]多进制正交幅度调制的符号差错概率SER:[0019][0020]其中：[0021]优选的是，所述步骤二中，所述安全矩阵Θ用于对接收信号矢量y进行映射和补零。[0022]上述技术特征可以各种适合的方式组合或由等效的技术特征来替代，只要能够达到本发明的目的。[0023]本发明的有益效果在于，本发明基于IFFTFFT的发射机与接收机设计方法，易于实现。利用安全矩阵随机截短时域发送符号，时域截短以提升频谱利用率，安全矩阵用于合法用户接收端检测确保安全传输。通过对接收机解调器输出信干噪比分析，给出了理论STOFDM硬判决误符号率计算公式。进一步，给出了迭代ICI抑制方法提升合法用户的信号解调性能。本发明的STOFDM传输技术提供高谱效的同时兼顾了安全传输的特点。[0024]本发明集提升频谱效率与提供安全传输为一体，为未来海量数据安全传输需求提供一种备选方案，同时给出的迭代ICI抑制方法为提升合法用户接收机差错性能提供一种简单易实现的检测译码方案。附图说明[0025]图1是本发明实施例中基于IFFT的STOFDM发射机的原理示意图；[0026]图2是本发明实施例中基于FFT的STOFDM接收机的原理示意图；[0027]图3本发明实施例中迭代ICI干扰抑制的原理示意图；[0028]图4本发明实施例的QPSK调制的STOFDM系统符号差错概率的示意图；[0029]图5本发明设计的16QAM调制的STOFDM系统符号差错概率的示意图；[0030]图6本发明设计的QPSK-ST0FDM系统迭代ICI抑制性能的示意图，Bob表示接收者，Eve表示窃听者；[0031]图7本发明设计的16QAM-ST0FDM系统迭代ICI抑制性能的示意图。具体实施方式[0032]下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。[0033]需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。[0034]下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。[0035]本实施方式所述的一种高谱效安全截短正交频分复用传输方法，包括如下步骤：[0036]步骤一：比特信息发送序列I输入至基于IFFT的发射机，输出时域发送信号s，利用安全矩阵Θ对该时域发送信号进行随机截短并发送；[0037]步骤二:在已知安全矩阵©的情况下，基于FFT的接收机接收信号矢量y，获得频域观测信号矢量Y，所述频域观测信号矢量Y通过硬判决输出估计值该估计值纟经解调器后输出所述比特发送序列的估计值ί。[0038]本实施方式通过对基于IFFT的发射机输出时域发送信号s进行截短发送以提升频谱利用率，其中本实施方式的设置一个安全矩阵Θ对时域发送信号s随机截短发送，该安全矩阵Θ是基于FFT的接收机可靠解调的关键参数，保证了信号传输的可靠性。[0039]然而截短时域发送将导致ICI恶化链路传输可靠性，所以优选实施例中，本实施方式的步骤二中，还包括:所述频域观测信号矢量Y进行V次ICI干扰抑制后，结束迭代，获得的接收信号矢量f;[0040]所述接收信号矢量f通过硬判决输出估计值g，该估计值兔经解调器后输出所述比特发送序列的估计值ί;[0041]—次ICI干扰抑制:所述频域观测信号矢量Y与当前获得的干扰估计-C相加获得接收信号矢量Ϋ，所述接收信号矢量f经过硬判决得到比特信息发送序列的估计值民.，对该估计值良进行ICI估计，获得干扰估计-C氧,;v=l，2,...，VA=FL-IF^L=θτθ，L表示时域非正交传输引起的子载波间相关矩阵，Θ表示安全矩阵，F表示傅里叶逆变换矩阵。[0042]本实施方式利用安全矩阵的信息进行ICI抑制，进而提升STOFDM接收机传输的可靠性。[0043]优选实施例中，本实施方式的方法还包括获取频域观测信号矢量Y的信号与干扰加噪声比SINR和符号差错概率，所述频域观测信号矢量Y中的第k个子信道输出频域观测信号的SINR为：[0044][0045]其中，K表示子载波个数，1^=1，2，...，1，51{表示第1^个调制符号序列4{}表示求期望，考表示信号平均功率，€表示噪声平均功率，α表示截短率，即：STOFDM符号持续时间与OFDM符号持续时间的比值；[0046]多进制数字相位调制的符号差错概率SER:[0047][0048]M表示调制阶数，Θ表示积分变量；[0049]多进制正交幅度调制的符号差错概率SER:[0050][0051]其中，[0052]本实施方式通过对接收机的解调器输出信干噪比分析，给出了理论STOFDM硬判决误符号率计算公式。[0053]优选实施例中，本实施方式的步骤二中，所述安全矩阵Θ用于对接收信号矢量y进行映射和补零。[0054]具体实施例：[0055]本实施例的思想为:通过基于IFFT的发射机输出时域信号进行截短发送以提升频谱利用率，其中设计一个安全矩阵对随机截短发送，该安全矩阵是接收机信号可靠解调的关键参数，即保证了信号传输的可靠性;然而截短时域发送将导致ICI恶化链路传输可靠性，同时设计了迭代ICI抑制方法进而提升STOFDM接收机传输的可靠性，其中安全矩阵的信息是该抑制方法必不可少的条件。[0056]本实施例的一种高谱效安全截短正交频分复用传输方法，包括：[0057]步骤A、基于IFFT的STOFDM发射机发送信号：[0058]如图1所示，比特信息发送序列I通过调制器生成调制符号序列S=[So,...，Sk，...，Sk-^^K为子载波个数，通过对调制符号进行K点IFFT变换生成K点的时域发送信号s—[s0,...,Sn,...,SK-l]：[0059]S=F-1·SI[0060]其中，F1代表K点的傅里叶逆变换矩阵，其中第η行第k列元素可以表示为：[0061]2[0062]本实施例的安全矩阵对时域发送信号s进行随机截短发送以提升频谱利用率，同时安全矩阵的设计保证了STOFDM传输的安全性。STOFDM时域发送信号矢量表示为X=[x0,...,Xn,...,XN-l]T：[0063]X=Θ·s3[0064]其中，Θ代表一个NXK的随机截短的安全矩阵，N代表STOFDM时域发送信号的长度，Θ中的元素由0和1组成。®ij=l，〇彡iN-l;0彡j彡K-I代表时域发送信号S第j个样值Sj被选作第i个发送样值，即，Xn=Sj，反之Θij=0。STOFDM的子载波间隔部署与OFDM相同，定义截短因子α=NK代表STOFDM符号持续时间与OFDM符号持续时间的比值为α，进一步α代表频率提升效率。[0065]步骤B、基于FFT的STOFDM接收机接收信号：[0066]如图2所示，对于合法用户接收机，在已知安全矩阵信息的条件下接收信号表示为：[0067]4[0068]其中，θτ代表KXN维的映射和补零矩阵，同时θτ为安全矩阵的转置。r=x+n代表信道接收信号矢量，η=[no,...，nn，...代表信道输入加性高斯白噪声信号矢量。接收信号矢量y经过K点FFT变换得到频域观测信号矢量Y=[Y0,...，Yk，...，ΥιμΓ:[0069]5[0070]其中，L=θτθ代表时域非正交传输引起的子载波间相关矩阵。W=F©T代表频域接收噪声信号矢量。[0071]步骤C、计算STOFDM系统接收信号与干扰加噪声比SINR，符号差错概率SER:[0072]针对合法用户知晓安全矩阵的情况，计算相关矩阵L表示为：[0073]6[0074]其中，Γ代表发射机IFFT输出样值被选中发送的位置索引的集合{j|^ij=I，0iN-1}。由式5，频域观测信号矢量Y进一步表示为：[0075]7[0076]其中，C=FL-IF'CS代表子载波间干扰项，则第k个子信道输出观测信号表示为：[0077]8[0078]由式⑶计算接收信干噪比SINR表示为：[0079]9[0080]根据式9进一步给出STOFDM符号差错概率SER:[0083]其中，[0084]步骤D:对频域观测信号矢量Y迭代ICI抑制：[0085]如图3所示，式⑶给出的频域观测信号矢量经过硬判决得到发送信号矢量的精估计值，利用已知的安全矩阵信息重构ICI干扰项。假设第W欠迭代后硬判决得到的发送信号的估计值为良，则对应的干扰估计为Ci^v=1，2，...，V。当V次迭代ICI干扰抑制之后，接收信号矢量表示为：[0086]12[0087]然后，接收信号矢量Ϋ通过硬判决输出发送信号的估计值最后估计值#通过符号解调器输出比特发送序列的估计值ί。[0088]图4与图5给出了本发明的QPSK和16QAM调制的STOFDM系统符号差错概率。其中，子载波个数设置为512,信道类型为AWGN信道，截短点数分别为P=O，5,12,22,55。其中，P=O代表传统OFDM传输体制。从图4与图5中可以看出，理论计算的符号差错性能曲线与仿真曲线完全一致，并且随着截短点数的增加STOFDM系统差错性能逐渐恶化。[0089]图6与图7给出了本发明的QPSK16QAM-ST0FDM系统迭代ICI抑制性能。其中，子载波个数设置为512,信道类型为AWGN信道。图中曲线分别代表STOFDM系统迭代ICI抑制方法在不同的截短率α=〇.8,0·9,0.95,以及不同的迭代次数下的性能对比。通过对比图中曲线，在相同的截断率下，随着迭代次数的增加STOFDM系统符号差错性能有提升，并且在较小迭代次数范围内达到收敛。[0090]本实施例时域截短以提升频谱利用率，安全矩阵用于合法用户接收端检测确保安全传输。同时本实施例采用迭代ICI抑制方法提升合法用户的信号解调性能，随着迭代次数的增加STOFDM系统符号差错性能有提升，并且在较小迭代次数范围内达到收敛。[0091]虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。

权利要求：1.一种高谱效安全截短正交频分复用传输方法，其特征在于，所述方法包括如下步骤：步骤一：比特信息发送序列I输入至基于IFFT的发射机，输出时域发送信号S，利用安全矩阵Θ对该时域发送信号进行随机截短并发送；步骤二:在已知安全矩阵Θ的情况下，基于FFT的接收机接收信号矢量y，获得频域观测信号矢量Y，所述频域观测信号矢量Y通过硬判决输出估计值，该估计值经解调器后输出所述比特发送序列的估计值，2.根据权利要求1所述的高谱效安全截短正交频分复用传输方法，其特征在于，所述步骤二中，还包括:所述频域观测信号矢量Y进行V次ICI干扰抑制后，结束迭代，获得的接收信号矢量.所述接收信号矢量…通过硬判决输出估计值该估计值§经解调器后输出所述比特发送序列的估计信一次ICI干扰抑制:所述频域观测信号矢量Y与当前获得的干扰估计-v相加获得接收信号矢量，所述接收信号矢量经过硬判决得到比特信息发送序列的估计值对该估计僅进行ICI估计，获得干扰估计-:v=l，2,...，VA=FL-IFlL=ΘΤΘ，L表示时域非正交传输引起的子载波间相关矩阵，Θ表示安全矩阵，F表示傅里叶逆变换矩阵。3.根据权利要求2所述的高谱效安全截短正交频分复用传输方法，其特征在于，所述方法还包括获取频域观测信号矢量Y的信号与干扰加噪声比SINR和符号差错概率，所述频域观测信号矢量Y中的第k个子信道输出频域观测信号的SINR为：其中，K表示子载波个数，1^=1，2，...，1，51{表示第1^个调制符号序列4{}表示求期望，句表示信号平均功率，表示噪声平均功率，α表示截短率，S卩：STOFDM符号持续时间与OFDM符号持续时间的比值；多进制数字相位调制的符号差错概率SER:M表示调制阶数，Θ表示积分变量；多进制正交幅度调制的符号差错概率SER:其中：4.根据权利要求3所述的高谱效安全截短正交频分复用传输方法，其特征在于，所述步骤二中，所述安全矩阵Θ用于对接收信号矢量y进行映射和补零。

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