申请/专利权人：三菱电机株式会社

申请日：2017-08-24

公开（公告）日：2020-11-24

公开（公告）号：CN110235346B

主分类号：H02M3/28(20060101)

分类号：H02M3/28(20060101);H02M3/155(20060101)

优先权：["20170207 JP 2017-020057"]

专利状态码：有效-授权

法律状态：2020.11.24#授权;2019.10.15#实质审查的生效;2019.09.13#公开

摘要：具备：输入侧检测器8，检测输入到逆变器1的直流的输入参数；输出侧检测器9，检测从电力变换装置输出的直流的输出参数；占空比运算器11，运算逆变器1的开关元件的占空比；频率搜索范围运算器12，使用输入参数、输出参数、占空比中的至少一个参数，分别决定为了决定动作状态变化后的开关元件的驱动频率而搜索的频率范围的上限值以及下限值；以及频率搜索处理器13，在被决定的频率范围内，搜索驱动频率而决定。

主权项：1.一种电力变换装置，具备：逆变器，通过对开关元件进行导通及截止控制，从而将直流变换为所述开关元件的驱动频率的交流；整流电路，将由该逆变器变换而得到的交流变换为直流；以及磁性构件，具有线圈，在该电力变换装置的动作状态发生了变化时，所述电力变换装置使所述驱动频率变化，所述电力变换装置的特征在于，具备：输入侧检测器，检测输入到所述逆变器的直流的输入参数；输出侧检测器，检测从该电力变换装置输出的直流的输出参数；占空比运算器，运算所述开关元件的导通时间的比例即占空比；频率搜索范围运算器，使用由所述输入侧检测器检测到的所述输入参数、由所述输出侧检测器检测到的所述输出参数、作为由所述占空比运算器求出的参数的占空比中的至少一个参数，分别决定为了决定所述动作状态变化后的所述驱动频率而搜索的频率范围的上限值以及下限值；以及频率搜索处理器，在所述频率搜索范围运算器中决定的频率范围内搜索所述动作状态变化后的所述驱动频率而决定。

全文数据：电力变换装置技术领域本发明涉及包括半导体元件和磁性构件、将所输入的直流电力临时变换为交流电力并再次变换为直流电力的电力变换装置。背景技术在以宽范围的输入输出电压进行动作的电力变换装置中，要求由电路损耗的降低所带来的装置的小型化。一般而言，电力变换装置包括半导体元件和如变压器或者电抗器那样的磁性构件，半导体元件的开关损耗和磁性构件的铜损以及铁损的大小主要取决于电力变换装置的驱动频率。作为用于降低电力变换装置的损耗的手段，考虑根据电力变换装置的动作条件使驱动频率可变的手法。例如，提出了如下手法：在包括包含多个半导体元件的逆变器和绝缘变压器的电力变换装置中，根据检测到的输出量，从预先准备的表示输出量与驱动频率的关系的表格数据之中选择电力变换装置的损耗为最小的频率参照专利文献1。另外，在包括全桥逆变器、绝缘变压器以及整流电路的DC-DC转换器中，每当变更动作条件时，使DC-DC转换器的驱动频率从DC-DC转换器能够进行动作的范围内的下限至上限为止全部可变，逐次构建DC-DC转换器的整体损耗或者电力变换效率与驱动频率的关系。提出了如下手法：从表示该关系的曲线搜索两个以上的拐点，以两个以上的拐点中的损耗最小的点或电力变换效率最大的点的驱动频率来进行驱动参照专利文献2。现有技术文献专利文献专利文献1：国际公开第2014049779号专利文献2：日本特开2007-20379号公报发明内容然而，在专利文献1所示的手法中，存在如下课题：根据电力变换装置的输出量，从过去构建的表格数据之中选定驱动频率，损耗因电力变换装置的周围环境的变化及经年劣化所致的状态的变化而恶化。另外，在专利文献2所示的手法中，必须根据DC-DC转换器的动作条件的变化，使驱动频率从DC-DC转换器能够进行动作的范围内的下限至上限为止全部变化。因此，存在如下课题：直至驱动频率决定为止的运算量多，在如电池为负载那样输出电压时时刻刻发生变化的情况下，来不及进行驱动频率的决定。进而，设置有存储每个动作条件的驱动频率的单元，但存在需要存储该情况下所有动作条件下的驱动频率，在控制器中需要巨大的数据容量的课题。另外，在搭载于电动车辆等的情况下，动作环境涉及多方面，所以事先验证需要很长时间。本发明是为了解决上述课题而完成的，其目的在于提供能够以更少的运算量决定电力变换效率变高的驱动频率的电力变换装置。本发明提供一种电力变换装置，具备：逆变器，通过对开关元件进行导通及截止控制，从而将直流变换为开关元件的驱动频率的交流；整流电路，将由该逆变器变换而得到的交流变换为直流；以及磁性构件，具有线圈，在该电力变换装置的动作状态发生变化时，所述电力变换装置使驱动频率变化，其中，所述电力变换装置具备：输入侧检测器，检测输入到逆变器的直流的输入参数；输出侧检测器，检测从该电力变换装置输出的直流的输出参数；占空比运算器，运算开关元件的导通时间的比例即占空比；频率搜索范围运算器，使用由输入侧检测器检测到的输入参数、由输出侧检测器检测到的输出参数、作为由占空比运算器求出的参数的占空比中的至少一个参数，分别决定为了决定动作状态变化后的驱动频率而搜索的频率范围的上限值以及下限值；以及频率搜索处理器，在频率搜索范围运算器中决定的频率范围内，搜索动作状态变化后的驱动频率而决定。根据本发明，能够提供能够利用少的运算量以高的电力变换效率进行动作的电力变换装置。附图说明图1是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的结构的框图。图2是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的频率搜索范围运算器的控制块的图。图3是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的另一个频率搜索范围运算器的控制块的图。图4是示出构成本发明的实施方式1的电力变换装置的磁性构件以及半导体元件的损耗与驱动频率的关系的图。图5是用于说明本发明的实施方式1的电力变换装置的电力变换效率与驱动频率的关系的图。图6是用于说明本发明的实施方式1的电力变换装置中的驱动频率的决定手法的图。图7是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的频率搜索处理器的处理工序的流程图。图8是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的频率搜索处理器的另一个处理工序的流程图。图9是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的动作的图。图10是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的频率搜索处理器的另一个处理工序的流程图。图11是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的另一个动作的图。图12是用于说明与本发明的实施方式1的电力变换装置中的负载条件的变更相伴的动作的图。图13是示出本发明的实施方式1的另一个电力变换装置的结构的电路图。图14是示出本发明的实施方式1的又一个电力变换装置的结构的电路图。图15是示出本发明的实施方式2的电力变换装置的结构的电路图。图16是示出本发明的实施方式3的电力变换装置的结构的电路图。图17是示出本发明的实施方式3的电力变换装置的频率搜索处理器的处理工序的流程图。图18是用于说明本发明的实施方式4的电力变换装置的动作的线图。图19是用于说明本发明的实施方式5的电力变换装置的动作的线图。图20是示出本发明的实施方式5的电力变换装置的频率搜索范围运算器的控制块的图。图21是示出本发明的实施方式5的电力变换装置的另一个频率搜索范围运算器的控制块的图。图22是示出本发明的电力变换装置的控制器的硬件结构的一个例子的框图。附图标记说明1：逆变器；2：变压器；3：整流电路；4：平滑电抗器；5：平滑电容器；6：直流电源；7：负载；8：输入侧检测器；9：输出侧检测器；30：输入侧第二检测器；10：控制器；11：占空比运算器；12：频率搜索范围运算器；13：频率搜索处理器；14：栅极信号生成器；15：电感器；16：ACDC转换器；17：交流电源；18：平滑电容器；19：DCDC转换器；20、22：下限值运算器；21、23：上限值运算器；24：滤波器；100、200、300：电力变换装置。具体实施方式实施方式1.以下，根据图来说明本发明的实施方式1的电力变换装置。图1是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的结构的框图。电力变换装置100包括包含多个开关元件的逆变器1、变压器2、包含多个二极管的整流电路3、平滑电抗器4以及平滑电容器5的输出滤波器。逆变器1由控制器10控制。图1的电力变换装置100构成所谓的DCDC转换器。逆变器1将直流电源6的直流电压变换为交流电压，输入到变压器2。在此，逆变器1包含4个开关元件，包括并联连接两个将上侧支路与下侧支路的开关元件串联连接而成的臂而成的电路。逆变器1的上侧支路的端部和下侧支路的端部分别为输入端子的正侧以及输入端子的负侧，直流电源6的输出电压被施加到这些输入端子间。另外，右臂的上侧支路与下侧支路的连接点、以及左臂的上侧支路与下侧支路的连接点分别为逆变器1的输出端子，逆变器1的输出端子间的电压被施加到变压器2的一次侧线圈。此外，作为逆变器1所使用的开关元件，优选使用反并联地连接有续流二极管的IGBTInsulatedGateBipolarTransistor，绝缘栅双极型晶体管、或在源极及漏极间连接有二极管的MOSFETMetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor，金属氧化物半导体场效应晶体管等。另外，续流二极管既可以使用内置于IGBT或MOSFET的二极管，也可以外置地另外设置二极管。变压器2使输入到1次侧的交流电压电绝缘，并且在2次侧变压成升压或者降压后的交流电压，输出到整流电路3。整流电路3对从变压器2输入的交流电压进行整流。在此，整流电路3包括4个二极管元件，包括并联连接两个将上侧支路与下侧支路的二极管元件串联连接而成的臂而成的电路。整流电路3的右臂的上侧支路与下侧支路的连接点、以及左臂的上侧支路与下侧支路的连接点分别为从变压器2的二次侧线圈的输入端子。另外，整流电路3的上侧支路的端部和下侧支路的端部分别为输出端子的正侧以及输出端子的负侧。平滑电抗器4与输出端子的正侧的前端连接，平滑电容器5连接于输出端子的负侧与平滑电抗器4的另一端之间。此外，也可以是平滑电抗器4与输出端子的负侧的前端连接，平滑电容器5连接于输出端子的正侧与平滑电抗器4的另一端之间。平滑电抗器4和平滑电容器5去除从整流电路3输入的电压的交流分量，将直流电力供给到负载7。直流电源6将直流电力供给到逆变器1，只要能够供给直流电力，就也可以是任意的电源，例如有太阳能电池、2次电池等。另外，也可以为如ACDC转换器那样的输出直流电力的电力变换器。负载7为如从电力变换装置100被供给直流电力的电阻负载或者电池负载那样的负载。输入侧检测器8为用于测定施加到逆变器1的输入侧的电压和流入到逆变器1的输入侧的电流的检测器，将检测到的直流电压及直流电流作为检测信号而输出到控制器10。此外，根据控制的方法或者控制的条件，输入侧检测器8有时也可以是仅检测直流电压或者仅检测直流电流的检测器。即，输入侧检测器8为检测输入到逆变器1的直流的电流、电压中的所需的输入参数的检测器。输出侧检测器9为用于测定负载7的施加电压和流入到负载7的电流的检测器，将检测到的直流电压及直流电流作为检测信号而输出到控制器10。根据控制的方法或者控制的条件，输出侧检测器9有时也可以为仅检测直流电压或者仅检测直流电流的检测器。即，输出侧检测器9为检测从电力变换装置100输出的直流的电流、电压中的所需的输出参数的检测器。控制器10具备占空比运算器11、频率搜索范围运算器12、频率搜索处理器13以及栅极信号生成器14，使用输入侧检测器8以及输出侧检测器9的检测信号来输出用于驱动逆变器1的开关元件的栅极信号。占空比运算器11根据输出侧检测器9的检测信号，运算与负载7的条件相应的输出电压或输出电流中的任意一方的指令值，以追随于运算出的指令值的方式运算用于生成逆变器1的开关元件的栅极信号的占空比，输出到栅极信号生成器14。栅极信号生成器14生成与从频率搜索处理器13输入的驱动频率对应的载波，使用从占空比运算器11输入的占空比信号来进行PWMPulseWidthModulation，脉冲宽度调节控制，生成用于驱动逆变器1的各开关元件的栅极信号，向各开关元件的栅极输出栅极信号。控制器10构成为在负载7的状态发生变化时、即电力变换装置100的动作状态发生变化时，使驱动频率变化为电力变换效率成为最大的频率而使电力变换装置100动作。因此，在频率搜索处理器13中进行驱动频率的搜索。在电力变换装置100的动作状态发生变化时，频率搜索范围运算器12使用使频率变化之前的电力变换装置100的输入参数、输出参数、开关元件的占空比等中的至少一个参数，分别运算所搜索的驱动频率的下限值以及上限值而决定。在所决定的下限值和上限值的范围的频率下，在频率搜索处理器13中，搜索电力变换装置100的动作状态变化后的驱动频率。在搜索后，以通过搜索而决定的驱动频率使电力变换装置100动作。此外，具体而言，如图22所示控制器10具备CPUCentralProcessingUnit，中央处理单元等运算处理装置101、与运算处理装置101交换数据的存储装置102、在运算处理装置101与外部之间输入输出信号的输入输出接口103等。作为运算处理装置101，也可以具备ASICApplicationSpecificIntegratedCircuit，专用集成电路、ICIntegratedCircuit，集成电路、DSPDigitalSignalProcessor，数字信号处理器、FPGAFieldProgrammableGateArray，现场可编程门阵列以及各种信号处理电路等。另外，作为运算处理装置101，也可以具备多个相同种类的装置或者多个不同种类的装置，分担执行各处理。作为存储装置102，具备构成为能够从运算处理装置101读出数据以及写入的RAMRandomAccessMemory，随机存取存储器、构成为能够从运算处理装置101读出数据的ROMReadOnlyMemory，只读存储器等。输入输出接口103例如包括将从输入侧检测器8及输出侧检测器9输出的信号输入到运算处理装置101的AD变换器、用于将信号输出到逆变器1的驱动电路等。而且，控制器10所具备的占空比运算器11、频率搜索范围运算器12、频率搜索处理器13、栅极信号生成器14的各功能通过由运算处理装置101执行存储于ROM等存储装置102的软件程序并与存储装置102、输入输出接口103等其它硬件协作而实现。接下来，详细地说明本实施方式1的电力变换装置100的动作。电力变换装置100一边使从直流电源6输入的直流电力绝缘，一边进行升压或者降压，将直流电力供给到负载7。在电力变换装置100内，在逆变器1中，根据从控制器10输入的栅极信号对开关元件进行导通及截止控制，将直流电压变换为交流电压。之后，一边利用变压器2电绝缘，一边在2次侧使输入到1次侧的交流电压升压或者降压，利用整流电路3整流成直流电压。在整流后，利用平滑电抗器4和平滑电容器5去除交流分量，将直流电力供给到负载7。在控制器10内的栅极信号生成器14中通过占空比信号与载波的比较来生成用于驱动逆变器1的开关元件的栅极信号。另外，在占空比运算器11中使用输出侧检测器9的检测信号，以追随于与负载7的条件相应的输出电压或输出电流中的任意一方的指令值的方式运算占空比信号。另外，在频率搜索处理器13中使用输入侧检测器8以及输出侧检测器9的检测信号，在由频率搜索范围运算器12决定的频率搜索范围内，搜索电力变换装置100的电力变换效率成为最大的驱动频率来求出载波。在此，说明频率搜索范围运算器12中的频率搜索范围的决定方法。图2示出频率搜索范围运算器12的控制块的一个例子。在图2中，下限值运算器20运算电力变换装置100内的磁性构件的磁通密度为预定的值的频率。在此，将作为对象的磁性构件作为变压器2而说明。上限值运算器21运算电力变换装置100的输入电流值或者输出电流值的高次谐波分量为预定的值的频率。在频率搜索范围运算器12中，使用输入侧检测器8以及输出侧检测器9的检测信号、和由占空比运算器11运算出的占空比信号，决定频率搜索范围的下限值和上限值。在图2所示的频率搜索范围运算器12中，通过运算求出在变压器2的磁通密度不超过饱和磁通密度的范围决定下限值而得到的值、即作为当磁通密度超过该值时产生磁饱和等不好的情况的界限值的频率。在下限值以上的频率下，磁通密度比饱和磁通密度小，所以能够进行设计的动作。因而将该频率设定为下限值。利用下限值运算器20，依照下述式1，使用电力变换装置100的输入电压值和由占空比运算器11运算出的占空比信号来进行运算。在式1中，Vin为电力变换装置100的输入电压值，Don为占空比信号，N为变压器2的匝数，Ae为变压器2的剖面面积，ΔB为变压器2的磁通密度。此外，在此，将设定磁通密度的对象作为变压器2，但最好将电力变换装置100所包含的磁性构件中的磁通密度饱和的可能性更高的磁性构件作为对象。在假若平滑电抗器4引起磁饱和的可能性比变压器2高的情况下，优选将平滑电抗器4作为对象，求出下限值。fmin＝12＊Vin＊DonN＊Ae＊ΔB······1另外，将上限值作为电力变换装置100的输入电流值和输出电流值的高次谐波分量成为预先决定的值的频率进行运算而求出。在求出电力变换装置100的输入电流值和输出电流值的高次谐波分量时，当将高次谐波次数设为n时，将n设为从n＝2至适当的正的整数的范围为止来求出高次谐波分量即可。另外，在能够预先预测高次谐波分量大的次数的情况下，将n设为该次数，利用n次高次谐波分量来决定频率的上限值即可。在运算中，利用上限值运算器21，使用电力变换装置100的输入电流波形和输出电流波形，通过傅里叶级数展开以及傅里叶变换来进行高次谐波分量的导出。作为上述预先决定的值，例如考虑将按照高频标准IEC61000-3-2决定的高次谐波次数重新换算为频率，将按照IEC61000-3-2决定的高次谐波最大容许电流值作为参考，例如将m次高次谐波的频率至m+1次高次谐波的频率之间的频带下的高次谐波最大容许电流值决定为将m次高次谐波中的高次谐波最大容许电流值与m+1次高次谐波中的高次谐波最大容许电流值进行连结而成的直线上的值。即使使驱动频率变化，也必须对负载供给相同的电力或者相同的电流，所以总电流值不大幅变化，所以假定为即使使驱动频率变化，总电流值也不变化。进而，如果假定为高次谐波分量相对于总电流值的比例也为与导出的高次谐波分量相同的比例，则能够通过运算来求出高次谐波分量为容许电流值的最高的驱动频率。在IEC61000-3-2中，高次谐波的次数越高，即高次谐波的频率越高，容许电流值被设定得越低，所以能够如以上那样决定驱动频率的上限。以上，将高频标准IEC61000-3-2作为参考，针对各频带的每个频带而设定高次谐波分量的最大容许电流值，求出驱动频率的上限，但不限于此，通过针对频率，或者针对每个频带，设定高次谐波分量的容许值，能够求出驱动频率的上限。如果为所求出的上限值以下的频率，则以该驱动频率驱动时的高次谐波的频率为以上限值的频率驱动时的相同的次数的高次谐波的频率以下，所以电力变换装置的动作被容许。此外，在能够预测在输入电流或者输出电流中的哪个电流中高次谐波分量变大的情况下，无需在输入电流以及输出电流这两方求出高次谐波分量，仅在任意一方求出即可。如以上那样，利用频率搜索范围运算器12，根据电力变换装置100的动作状态发生变化时的电力变换装置100的动作参数来运算上限值及下限值，从而能够根据负载7的状态使由频率搜索处理器13搜索的频率范围可变。频率搜索范围运算器12中的运算也可以使用图3的控制框图。在图3中，输入到频率搜索范围运算器12的信号与图2的情况相同。下限值运算器22通过运算来求出电力变换装置100的输出电流值的波纹宽度为预先决定的值的频率。上限值运算器23通过运算来求出栅极信号的截止时间为预先决定的值的频率。在此，在电力变换装置100的输出电流值的波纹宽度ΔIpp满足负载7的标准的范围，通过运算来求出下限值，作为成为预先决定的值的频率。在下限值运算器22中，根据下述式2，使用电力变换装置100的输入电压值、以及输出电压值以及由占空比运算器11运算出的占空比信号来进行运算。如在式2中求解那样，当频率变高时，输出电流值的波纹宽度ΔIpp变小。因而，只要将ΔIpp为预先决定的值的频率设定为下限值，在其以上的频率下，ΔIpp就为预先决定的值以下。在此，式2内的Vin为电力变换装置100的输入电压值，Vout为电力变换装置100的输出电压值，N为平滑电抗器4的匝数，Don为占空比信号，L为平滑电抗器4的电感值，f为半导体元件的驱动频率。ΔIpp＝12＊Vin＊N-Vout＊DonLf······2另外，将上限值作为成为栅极信号的截止时间为死区时间以上的预先决定的值的频率进行运算而求出。利用上限值运算器23，在满足下述式3的范围，使用由占空比运算器11运算的占空比信号来进行运算。在此，式3内的td为死区时间。死区时间是指以当在如全桥结构或者半桥结构那样的在上侧支路和下侧支路分别具有开关元件的逆变器中使各自的开关元件交替地导通及截止时使两方的开关元件不同时导通的方式设定的时间，按照开关元件的标准等决定。Toff为栅极信号的截止时间，用占空比信号Don和开关元件的驱动频率f表示。Toff＝1-Don2f＞td·······3即使使用图3所示的控制块，也能够与图2同样地根据负载7的状态使由频率搜索处理器13搜索的频率范围可变。另外，作为决定频率搜索范围的上限、下限的方法的组合，既可以组合图2的下限值运算器20和图3的上限值运算器23，也可以组合图2的上限值运算器21和图3的下限值运算器22。另外，也可以具备图2的下限值运算器20和图3的下限值运算器22，作为下限值，采用由图2的下限值运算器20求出的下限值和由图3的下限值运算器22求出的下限值中的大的一方、即高的频率。同样地，也可以具备图2的上限值运算器21和图3的上限值运算器23，作为上限值，采用由图2的上限值运算器21求出的上限值和由图3的上限值运算器23求出的上限值中的小的一方、即低的频率。图4A以及图4B示出取决于驱动频率的各构件的损耗的特性概略图。取决于驱动频率的损耗为开关元件的开关损耗和磁性构件的铜损以及铁损。当在相同的动作条件下进行比较时，存在如图4B所示开关损耗和铜损伴随驱动频率的上升而增加、如图4A所示铁损伴随驱动频率的上升而减少的趋势。另外，电力变换装置100的输出电压值或输出电流值与负载7的状态相应地变化，所以电力变换装置100的损耗与其相应地变化。作为例子，图5示出在相同电力条件下电力变换装置100的输出电压值不同的情况下的电力变换效率的驱动频率变化特性。输出电压越高，输出电流越低，所以磁性构件的铜损不易增加，另外铁损小，所以根据图4A以及图4B所示的关系，在驱动频率高的区域，处于电力变换效率成为最大的趋势。通过利用频率搜索范围运算器12进行上述运算，能够根据电力变换装置100的输出条件，以沿着损耗变化的趋势的方式进行搜索范围的限定，所以实施方式1的电力变换装置能够以少的运算量决定成为高的电力变换效率的驱动频率。另外，在如本实施方式1那样有多个开关元件、进而在磁性构件中绕组中的损耗与芯中的损耗相比占主导地位的情况下，一般而言驱动频率越低，开关元件的开关损耗以及磁性构件的铜损越小，所以电力变换装置100为低损耗。在该情况下，将由下限值运算器20或者下限值运算器22设定的下限值的频率作为在频率搜索处理器13中决定的驱动频率。例如，在下限值运算器20中，将磁性构件的磁通密度设定为小于饱和磁通密度，利用频率搜索处理器13将驱动频率控制成下限值的频率，从而在任意的负载状态下，磁通密度都小于饱和磁通密度的磁通密度。因而，如图6的上层的线图所示的低输出电压条件、以及图6的下层的线图所示的高输出电压条件那样，即使负载7发生变化，也以作为下限值而设定的驱动频率进行动作，从而能够在磁性构件的磁通密度为饱和磁通密度以下的范围中的最高的电力变换效率点进行动作。此外，在并非满足上述条件的电力变换装置的情况下，成为与图5所示的曲线接近的趋势，但最低频率下的驱动未必是最高效率动作。为了在高的电力变换效率点使电力变换装置100动作，最好利用频率搜索处理器13来进行驱动频率的搜索。接下来，使用图7所示的流程图，说明进行搜索的情况下的频率搜索处理器13的动作。首先，在步骤S1中，将频率设定为由频率搜索范围运算器12决定的下限值。在步骤S2中，从输入侧检测器8和输出侧检测器9检测电力变换装置100的输入电压Vin、输入电流Iin、输出电压Vout以及电流Iout。在步骤S3中，计算输入电力Pin＝Vin×Iin和输出电力Pout＝Vout×Iout，使用其来计算电力变换效率PoutPin。在步骤S4中，将在步骤S3中计算出的电力变换效率PoutPin记录于控制器10内。在步骤S5中，判定驱动频率是否为由频率搜索范围运算器12决定的上限值以上，在步骤S6中，如果不为上限值以上，则使驱动频率向上限值侧变化频率变化量Δf。从步骤S2起重复进行上述动作，如果为上限值以上，则转移到步骤S7。在步骤S7中，在由频率搜索范围运算器12决定的范围内判定最大电力变换效率点的频率，作为频率搜索处理器13的输出。此外，关于频率变化量Δf，考虑将下限值至上限值的频率范围作为基准，例如设定为该频率范围的110或者1100等或者作为固定值而预先设定为适当的频率变化量等各种设定方法。在此，所谓最大电力变换效率点同时为电力变换装置100的最小损耗点，所以也可以如图8的步骤S30、S40、S50那样，对于图7所示的流程图的步骤S3和S4的工序计算并记录合计损耗，在步骤S70中，判定电力变换装置100的损耗为最小的频率，作为频率搜索处理器13的输出。关于图8所示的频率搜索处理器13的流程图，说明详细内容。首先，说明电力变换装置100的损耗。在本实施方式1中，主要有构成逆变器1和整流电路3的半导体元件的损耗、变压器2和平滑电抗器4的磁性构件的损耗、处于电力变换装置输入输出部的滤波器的损耗、布线图案的损耗。在半导体元件的损耗中有开关损耗和导通损耗，在磁性构件的损耗中有铁损和铜损。在这些损耗中，在损耗依赖于驱动频率而变化的损耗中，有半导体元件的开关损耗和磁性构件的铁损和铜损。一般而言，开关损耗Psw用下述式4表示。式4内的V为开关元件的施加电压，Iavg为开关元件的通流电流的平均值，ton为开关元件的开启时间，toff为开关元件的关断时间，f为开关元件的驱动频率。另外，铁损Pcore用下述式5表示。式5内的Vcore为磁性构件的施加电压，N为磁性构件的匝数，Ae为磁性构件的实效剖面面积，T为磁性构件的电压施加时间。在此，电压施加时间T用T＝1f表示。另外，铜损Pcu用下述式6表示。在高次谐波的各次数中，计算损耗，合计的损耗为铜损。式6内的Icu为在磁性构件的绕组中通流的电流的有效值，Rcu为磁性构件的绕组电阻值。在此，Rcu的大小取决于驱动频率，并且存在电路的驱动频率越高则越大的趋势。Psw＝12＊V＊Iavg＊ton+toff＊f·······4Pcore＝Vcore＊TN＊Ae·········5Pcu＝∑Rcu＊Icu^2··········6基于上述想法，说明图8的流程图。此外，图8的S30～S50以及S70以外是与图7同样的工序，所以省略说明。在步骤S30中，根据式4来计算开关元件的开关损耗，根据式5来计算磁性构件的铁损，根据式6来计算磁性构件的铜损。在各式中，除了与电压值、电流值以及频率有关的项以外，在事先的设计阶段被决定，所以除了这些值之外，使用来自输入侧检测器8和输出侧检测器9的检测信号来运算式4～6。在步骤S40中，对在步骤S30中计算出的各损耗进行合计，计算与驱动频率关联的整个损耗。在步骤S50中，将在步骤S40中计算出的整个损耗记录于控制器10内。在步骤S70中，判定最小损耗点的频率，作为频率搜索处理器13的输出。经过图7或图8所示的流程图的任意一方，从而本发明的电力变换装置100能够如图9A以及图9B所示在由频率搜索范围运算器12决定的范围内以成为最大电力变换效率图9A或最小损耗图9B的驱动频率驱动逆变器1的开关元件。图7以及图8所示的搜索的方法在如图9A以及图9B所示的表示电力变换装置100的驱动频率与电力变换效率或装置损耗的关系的曲线为3次曲线以上的情况下特别有效。接下来，用图10所示的流程图说明曲线为2次曲线的情况下的频率搜索处理器13的动作。在电力变换装置100内的1个构件损耗占主导地位的情况、例如在本实施方式1中变压器2的损耗在装置整体的损耗中占主导地位的情况下，曲线为2次曲线。在为2次曲线的情况下，拐点仅为1点，所以无需从频率搜索范围的下限至上限为止全部进行搜索。因此，能够采用如图10所示的处理工序。在步骤S10中，确认当前的驱动频率。在步骤S11中，判定驱动频率是处于由频率搜索范围运算器12决定的范围内，或下限值以下，或上限值以上，如果为下限值以下，则从下限值开始搜索，如果为上限值以上，则从上限值开始搜索，如果为下限值与上限值的范围内，则从当前的动作点开始搜索。基于该步骤，从而能够消除多余的搜索范围而进行搜索。在该步骤S11中，从输入侧检测器8以及输出侧检测器9检测电力变换装置的输入电压Vin、输入电流Iin、输出电压Vout、电流Iout，计算输入电力Pin＝Vin×Iin和输出电力Pout＝VoutxIout，使用其来计算电力变换效率PoutPin。接下来，作为步骤S12，在以下限值为起始点而开始动作的情况下，将驱动频率上调所设定的频率变化量Δf，在以上限值为起始点而开始动作的情况下，将驱动频率下调Δf。另外，在以当前的动作点为起始点开始动作的情况下，在使驱动频率上下移动Δf时，使频率向电力变换效率变高的方向变化Δf。在该步骤S12中，在使驱动频率变化之后，计算电力变换效率。在执行步骤S12之后，在步骤S13中，判定计算出的电力变换效率与比其靠前1个计算出的值相比是高还是低。在为高的情况下步骤S13是，转移到步骤S14，使频率向与前次变化的方向相同的方向变化Δf，计算电力变换效率。直至使频率变化Δf而电力变换效率比变化之前下降为止，反复进行步骤S14和步骤S13。在步骤S13中的判定中，在电力变换效率与前1个电力变换效率相同或者比其低的情况步骤S13否下，转移到步骤S15，使频率向与在之前变化的方向相反的方向变化Δf2，计算电力变换效率。在步骤S16中，将在步骤S15中计算出的电力变换效率与使频率变化Δf2之前的电力变换效率进行比较，输出电力变换效率高的一方的频率。在图10所示的流程图中也可以以使图7的处理工序变更为图8的处理工序的方式，不计算电力变换装置100的电力变换效率而计算电力变换装置100的构件损耗，搜索成为最小损耗点的驱动频率。在图11A以及图11B中，示意地示出根据图10所示的流程图搜索电力变换效率为最大点的情形图11A、以及代替使电力变换效率成为最大而搜索最小损耗点的情形图11B。如图11A以及图11B所示，根据本发明的实施方式1的电力变换装置100，能够以由频率搜索范围运算器12决定的范围内的最大电力变换效率或成为最小损耗的驱动频率驱动逆变器1的开关元件。在考虑了实际的电力变换装置100的动作的情况下，负载7的状态不同。在此，在相同电力条件下，用图12说明施加到负载7的电力变换装置100的输出电压从低电压变化到高电压的情况下的本发明的动作。在图12中，将表示电力变换装置100的驱动频率与电力变换效率的关系的曲线为2次曲线的情况作为例子。设想如下情况：当如图12的上层的线图所示电力变换装置100在低输出电压条件下在最大电力变换效率点动作的状态时，负载7变化为如图12的下层的线图所示的高输出电压条件的情况。在该情况下，当前状况的动作点位于比由频率搜索范围运算器12决定的高输出电压条件时的下限值低的频率，所以控制器10在识别图12的下层的负载条件的时间点，将搜索开始点设为高输出电压条件时的下限值。之后，经过图7、或者图8、或者图10所示的流程图，达到高输出电压条件时的最大电力变换效率点。如以上那样，无需在低输出电压条件下动作的频率至高输出电压条件下的下限值的频率之间搜索。因而，通过应用本发明，相比于不限定频率搜索范围的情况，能够缩短最大电力变换效率的搜索所需的运算量，能够迅速地在高的电力变换效率点进行动作。此外，在本发明的实施方式1的电力变换装置的结构中，还能够如图13所示在变压器2的2次侧绕组中设置中点，将整流电路3还应用于中心抽头方式的结构。另外，本发明的实施方式1的电力变换装置的逆变器的结构也可以不是包括4个开关元件的全桥结构，即使是使用左右臂中的任意一方而包括两个开关元件的半桥结构也能够应用。或者，如图14所示，在逆变器1包括1个开关元件的单端型正激转换器中也能够应用。另外，逆变器1内的开关元件的控制方式不仅使用PWM控制，也可以使用其它控制。但是，在图14所示的开关元件为1个的情况下，无法采用根据式3而使用死区时间来决定上限值的方法。实施方式2.以下，根据图来说明本发明的实施方式2的电力变换装置。首先，使用图15，说明作为实施方式2的电力变换装置的升压斩波器的电路结构。此外，在图15中，对具有与图1所示的结构相同的功能的部位附加相同的附图标记。在图15中，电力变换装置200包括包含1个开关元件的逆变器1、包含1个二极管的整流电路3、电感器15、平滑电容器5、输入侧检测器8以及输出侧检测器9。逆变器1将直流电源6的直流电压变换为交流电压。整流电路3对从逆变器1输出的交流电压进行整流。电感器15在逆变器1未输送电力的期间将能量进行充电，在逆变器1输送电力的期间，将积蓄的能量进行放电。平滑电容器5从整流后的电压去除交流分量，将直流电力供给到负载7。接下来，说明实施方式2的动作。电力变换装置200使从直流电源6输入的直流电压升压，供给到负载7。在逆变器1中，根据由控制器10生成的栅极信号，对开关元件进行导通及截止控制，从而将直流电源6的直流电压变换为交流电压，在整流电路3中对交流电压进行整流。此时，在电感器15中，在逆变器1未输送电力的期间将能量进行充电，在逆变器1输送电力的期间将能量进行放电，从而生成升压后的直流电压。在平滑电容器5中，去除直流电压的交流分量，将直流电力供给到负载7。控制器10的结构与在实施方式1中说明的控制器10的结构、动作相同。但是，在本实施方式2中，逆变器1的开关元件为1个，所以驱动开关元件的控制器10的输出为一个。生成驱动逆变器1的开关元件的栅极信号的过程、特别是决定驱动频率的过程与实施方式1相同，在由频率搜索范围运算器12决定的频率范围内，搜索电力变换效率为最大或者损耗为最小的频率来决定驱动频率。但是，开关元件为1个，所以无法采用根据式3使用死区时间来决定上限值的方法。根据所决定的驱动频率的栅极信号来对开关元件进行导通及截止控制。另外，本发明的实施方式2的电力变换装置的结构还能够应用于重新排列图15的各元件而连接，能够将比从直流电源6供给的直流电压低的直流电压供给到负载7的降压斩波器的电路结构。如以上说明，本发明既能够应用于如实施方式1那样的在装置内有变压器的绝缘型的电力变换装置100，还能够应用于如实施方式2那样的在装置内没有变压器、为非绝缘型且作为磁性构件而仅有电感器15的电力变换装置200。实施方式3.以下，根据图来说明本发明的实施方式3的电力变换装置。首先，使用图16，说明ACDC转换器与DCDC转换器前级连接的实施方式3的电力变换装置300的电路结构。在图16中，电力变换装置300将从交流电源17输入的交流电力变换为直流电力，供给到负载7。前级的ACDC转换器16为具有将交流电源17的交流电力一边控制成高功率因数一边变换为直流电力的功能的电力变换器。交流电源17输出交流电力，例如为100V或200V的体系系统。平滑电容器18去除从ACDC转换器16输出的直流电力的交流分量，向后级的DCDC转换器19进行电力传送。后级的DCDC转换器19采用在实施方式1中说明的电力变换装置100的结构，使被输入的直流电压升压或者降压，输出到负载7。此外，关于DCDC转换器19的电路结构，采用与实施方式1同样的结构，所以省略说明。另外，DCDC转换器19的电路结构也可以采用实施方式2的电路结构。接下来，说明本实施方式的动作。电力变换装置300利用前级的ACDC转换器16将交流电源17的交流电力一边控制成高功率因数一边变换为直流电力，利用平滑电容器18使前级的ACDC转换器16的输出直流电力稳定化，利用后级的DCDC转换器19使直流电压升压或者降压，将直流电力供给到负载7。控制器10的结构与实施方式1的图1所示的控制器10的结构相同。但是，输入侧第二检测器30的检测信号被输入到控制器10。在控制器10的主要的动作中，除了频率搜索处理器13的动作以外，与实施方式1相同。考虑使用输入侧第二检测器30的检测信号，控制器10将从交流电源17输入的交流电力Pacin控制成恒定，从DCDC转换器19输出到负载7的直流电压被控制成恒定的情况。作为这样的用途，有如负载为电池组件，从电力变换装置充电到电池组件那样的用途。在该情况下，根据输出到负载7的直流电流的值，电力变换效率以相同的变化率变动。一般认为输出直流电流越高，电力变换效率越高，而输出直流电流越低，电力变换效率越低。因此，在实施方式3中，除了实施方式1所示的图7、图8以及图10的流程图之外，也可以按照图17所示的流程图进行频率搜索处理器13的处理。说明图17所示的流程图。此外，图17的步骤S10、步骤S11为与图10的流程图同样的动作。但是，在图10中，在各动作点计算出电力变换效率，但在图17中，在各动作点检测输出电流值，比较输出电流值。在步骤S22中，使驱动频率在搜索范围内向上下中的任意一方变化频率变化量Δf，检测输出电流Iout。在步骤S23中，判定检测到的输出电流Iout与比其靠前1个检测到的值相比是大还是不大。在为大的情况下步骤S23是，转移到步骤S24，使频率向与前次变化的方向相同的方向变化Δf，检测输出电流。直到使频率变化Δf而输出电流比变化之前小为止，反复进行步骤S24和步骤S23。在步骤S23中的判定中，在输出电流与前1个输出电流相同或者比其小的情况步骤S23否下，转移到步骤S25，使频率向与之前变化的方向相反的方向变化Δf2，检测输出电流。在步骤S26中，比较在步骤S25中检测到的输出电流和使频率变化Δf2之前的输出电流，将输出电流大的一方的频率输出。根据本实施方式3，DCDC转换器19能够以高的电力变换效率进行动作，所以作为电力变换装置300整体，也能够以高的电力变换效率进行动作。此外，根据与上述同样的想法，在控制成使从DCDC转换器19输出到负载7的直流电力成为恒定的情况、且从交流电源17输入的交流电压被控制成恒定的情况下，根据从交流电源17输入的交流电流值，电力变换效率以相同的变化率变动。一般认为输入交流电流越高，电力变换效率越低，而输入交流电流越低，电力变换效率越高。因此，也可以是关于图17所示的流程图中的检测信号，从输出直流电流Iout变更为由输入侧第二检测器30检测的输入交流电流，以搜索输入交流电流变低的频率的方式，进行频率搜索处理器13的处理。实施方式4.在实施方式4中，说明频率搜索范围运算器12的输出方法的变形例。图18的上层的线图示出了向负载的输出电压在时间上变化的情形。图18的下层的线图是示出从频率搜索范围运算器12输出的频率范围的下限值的时间变化的图。例如，在负载变动，向负载的输出电压如图18的上层所示变化的情况下，由频率搜索范围运算器12运算出的频率范围的下限值如图18的下层的虚线所示变化。在实施方式1中，从频率搜索范围运算器12作为下限值而输出例如用虚线表示的值。在下限值的运算中，使用装置的输出电压值输出电流值、或装置的输入电压值输入电流值、或者使用它们而运算的值。在该情况下，在输入侧检测器8或者输出侧检测器9中不少的噪声分量与检测值重叠，设想如图18的下层的虚线所表示的波形那样，频率搜索范围运算器12的输出为振动的不稳定的输出。在本实施方式4中，从频率搜索范围运算器12作为频率范围的下限值而输出用实线表示的值。即，关于向负载的输出电压，设定该负载中的最小值和最大值，在最小值与最大值之间分割为多个区域在图18中分割为区域1、区域2、区域3、区域4这4个区域，当测定出的输出电压的值在某区域内变动时，从频率搜索范围运算器12输出的下限值不变化。在测定出的输出电压的值在从某个区域跨过区域的边界而变化到相邻的区域的情况下，在跨过边界时运算下限值而决定，将所决定的下限值作为新的区域内的下限值而从频率搜索范围运算器12输出。之后，在测定出的输出电压的值在该区域内变动时，使下限值不变化。这样，每当测定出的输出电压跨过被分割的区域时决定下限值而输出，从而能够使频率搜索范围运算器12的输出稳定。在图18中，以将区域分为4个而输出的方式设定，但设定的区域的数量可以为任意的数量。越增加区域的数量，越从离散的变化成为连续的变化，所以能够针对负载的变化而精度良好地达到最大效率点。在上述中，以下限值为例而进行了说明，但关于上限值也同样地，例如关于向负载的输出电压，也可以设定该负载中的最小值和最大值，在最小值与最大值之间分割为多个区域，每当输出电压跨过区域的边界时决定上限值，更新而输出。进而，在上述中，用将向负载的输出电压作为指标参数，将输出电压的值在该负载中的最小值至最大值之间分割为多个区域的例子进行了说明，但也可以针对上限值、下限值的决定方法，使用向负载的输出电流或者向负载的输出电力作为负载的指标参数。另外，也可以为用于决定上限值的指标参数与用于决定下限值的指标参数是不同的参数。此外，既可以将上述输出方法应用于下限值、上限值这两方，也可以将上述输出方法仅应用于任意一方。这样，关于向负载的输出电力、输出电流、输出电力这样的负载的指标参数的值，将与负载对应地设定的最小值与最大值之间分割为多个区域，每当负载的指标参数的值跨过区域的边界时运算下限值或者上限值而输出。使负载的指标参数的值在区域内的值之间不变化，从而能够使频率搜索范围运算器12的输出稳定。实施方式5.本实施方式5是图16所示的将从交流电源输入的交流电力变换为直流电力而输出到负载的电力变换装置中的关于频率搜索范围运算器12的输出方法的实施方式。在作为将从交流电源输入的交流电力变换为直流电力而输出到负载的实施方式的实施方式3中，也与实施方式1以及实施方式2同样地，由频率搜索范围运算器12运算的上限值以及下限值相对于负载的趋势成为如图19的虚线所示的振动性的波形。在本实施方式5中，如图20以及图21所示，在图2、图3所示的下限值运算器和上限值运算器的后级设置与交流电源的交流的周期同步地更新输出的滤波器24。即，与在实施方式3中说明的图16所示的装置前级的ACDC转换器16的交流输入电压的周期同步地，决定下限值以及上限值而输出，在一个周期的期间保持其输出的值。该情况下的输出如图19的实线所示。在交流电源17为体系系统的情况下，交流电压为50Hz或者60Hz的周期。因此，对于以几kHz至几百kHz进行开关的DCDC转换器而言，能够按照能够将高频的噪声分量充分去除的周期决定下限值以及上限值而输出，能够防止振动性的输出。在本实施方式5中，与实施方式4相比，关于负载的指标参数，不需要多个区域设定，能够将高频的噪声分量充分去除。此外，本发明能够在其发明的范围内，对各实施方式进行组合，或者对各实施方式适当地进行变形、省略。

权利要求：1.一种电力变换装置，具备：逆变器，通过对开关元件进行导通及截止控制，从而将直流变换为所述开关元件的驱动频率的交流；整流电路，将由该逆变器变换而得到的交流变换为直流；以及磁性构件，具有线圈，在该电力变换装置的动作状态发生了变化时，所述电力变换装置使所述驱动频率变化，所述电力变换装置的特征在于，具备：输入侧检测器，检测输入到所述逆变器的直流的输入参数；输出侧检测器，检测从该电力变换装置输出的直流的输出参数；占空比运算器，运算所述开关元件的导通时间的比例即占空比；频率搜索范围运算器，使用由所述输入侧检测器检测到的所述输入参数、由所述输出侧检测器检测到的所述输出参数、作为由所述占空比运算器求出的参数的占空比中的至少一个参数，分别决定为了决定所述动作状态变化后的所述驱动频率而搜索的频率范围的上限值以及下限值；以及频率搜索处理器，在所述频率搜索范围运算器中决定的频率范围内搜索所述动作状态变化后的所述驱动频率而决定。2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，所述频率搜索处理器搜索该电力变换装置的电力变换效率为最大的频率。3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，所述频率搜索处理器搜索该电力变换装置的损耗为最低的频率。4.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，在所述逆变器的前级具备将交流变换为直流的ACDC转换器，在控制成使所述ACDC转换器的输入电力成为恒定且控制成使该电力变换装置的输出电压成为恒定的情况下，所述频率搜索处理器搜索由所述输出侧检测器检测到的输出电流为最大的频率。5.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，在所述逆变器的前级具备将交流变换为直流的ACDC转换器，在控制成使所述ACDC转换器的输入电压成为恒定且控制成使该电力变换装置的输出电力成为恒定的情况下，所述频率搜索处理器搜索所述ACDC转换器的输入电流为最小的频率。6.根据权利要求1至5中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，所述频率搜索范围运算器将所述磁性构件的磁通密度为预先设定的值的频率决定为所述下限值。7.根据权利要求6所述的电力变换装置，其特征在于，所述磁性构件为设置于所述逆变器的输出与所述整流电路之间的变压器。8.根据权利要求6所述的电力变换装置，其特征在于，所述磁性构件为设置于所述整流电路的输出侧的电感器。9.根据权利要求1至5中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，所述频率搜索范围运算器将该电力变换装置的输出电流的波纹宽度为预先设定的值的频率决定为所述下限值。10.根据权利要求1至9中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，所述频率搜索范围运算器根据由所述输入侧检测器检测到的输入电流或者由所述输出侧检测器检测到的输出电流的高次谐波分量来决定所述上限值。11.根据权利要求1至9中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，所述逆变器为在直流输入端子间将分别具备所述开关元件的上侧支路与下侧支路串联地连接的结构，设定死区时间以使所述上侧支路的开关元件与所述下侧支路的开关元件不同时导通，所述频率搜索范围运算器基于根据由所述占空比运算器运算的占空比而求出的所述开关元件的截止时间为死区时间以上的条件，决定所述上限值。12.根据权利要求1至11中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，所述频率搜索处理器在所述频率搜索范围运算器所决定的所述下限值与所述上限值之间，一边按照所设定的频率变化量使所述驱动频率依次变化，一边使该电力变换装置动作，搜索所述动作状态变化后的所述驱动频率而决定。13.根据权利要求6至8中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，所述频率搜索处理器将所述频率搜索范围运算器所决定的所述下限值决定为所述动作状态变化后的所述驱动频率。14.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，所述频率搜索范围运算器关于从该电力变换装置输出到负载的输出电压、输出电流、输出电力中的任意的指标参数的值，设定所述负载中的最小值和最大值，将所设定的最小值与最大值之间分割成多个区域，每当测定出的所述指标参数的值跨过所述区域的边界时，决定所述上限值或者所述下限值，输出到所述频率搜索处理器。15.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，在所述逆变器的前级具备将交流变换为直流的ACDC转换器，所述频率搜索范围运算器在所述交流的交流电压的每一个周期决定所述上限值以及所述下限值，输出到所述频率搜索处理器。

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