申请/专利权人：昂宝电子(上海)有限公司

申请日：2018-06-12

公开（公告）日：2021-01-05

公开（公告）号：CN108880296B

主分类号：H02M7/217(20060101)

分类号：H02M7/217(20060101);H02M3/335(20060101)

优先权：

专利状态码：有效-授权

法律状态：2021.01.05#授权;2018.12.18#实质审查的生效;2018.11.23#公开

摘要：提供了一种电源转换系统，包括变压器、双极型晶体管BJT、以及脉宽调制控制芯片PWMIC，其中，在电源转换系统进入闭环状态后，在PWMIC内部：基于表征流过变压器的原边绕组的电流的电流检测电压和表征直流输出电压的输出表征电压生成第一和第二控制信号；基于第一控制信号控制第一和第二功率开关的导通与关断，并基于第二控制信号控制第三功率开关的导通与关断，其中：当第一和第二功率开关从导通状态变为关断状态但第三功率开关处于关断状态时，PWMIC控制BJT处于导通状态，使得交流输入电压经过整流和滤波得到的直流输入电压经由变压器的原边绕组、BJT、PWMIC的第一端子、PWMIC内部的连接在其第一和第二端子之间的二极管对连接到PWMIC的第二端子的电容充电。

主权项：1.一种电源转换系统，用于将交流输入电压转换为直流输出电压，包括变压器、双极型晶体管、以及脉宽调制控制芯片，其中，在所述电源转换系统进入闭环状态后，在所述脉宽调制控制芯片内部：基于表征流过所述变压器的原边绕组的电流的电流检测电压和表征所述直流输出电压的输出表征电压生成第一控制信号和第二控制信号；基于所述第一控制信号控制第一功率开关和第二功率开关的导通与关断，并基于所述第二控制信号控制第三功率开关的导通与关断，其中：当所述第一功率开关和所述第二功率开关均处于导通状态并且所述第三功率开关处于关断状态时，所述脉宽调制控制芯片控制所述双极型晶体管从关断状态变为导通状态，使得所述变压器开始储能；当所述第一功率开关和所述第二功率开关从导通状态变为关断状态但是所述第三功率开关仍然处于关断状态时，所述脉宽调制控制芯片控制所述双极型晶体管仍处于导通状态，使得所述交流输入电压经过整流和滤波得到的直流输入电压经由所述变压器的原边绕组、所述双极型晶体管、所述脉宽调制控制芯片的第一端子、所述脉宽调制控制芯片内部的连接在所述脉宽调制控制芯片的第一端子和第二端子之间的PMOS，对所述脉宽调制控制芯片外部的连接到所述脉宽调制控制芯片的第二端子的电容充电，并且所述PMOS的导通与关断由所述第一控制信号和所述第二控制信号控制；当所述第三功率开关从关断状态变为导通状态时，所述脉宽调制控制芯片控制所述双极型晶体管从导通状态变为关断状态，使得所述直流输入电压对所述脉宽调制控制芯片外部的连接到所述脉宽调制控制芯片的第二端子的电容的充电结束，其中，在所述脉宽调制控制芯片内部，通过对所述脉宽调制控制芯片的第二端子处的电压进行分压得到供电表征电压，并且在所述供电表征电压超过供电阈值电压时控制所述第三功率开关从关断状态变为导通状态，以使所述双极型晶体管从导通状态变为关断状态。

全文数据：电源转换系统技术领域[0001]本发明涉及电路领域，更具体地涉及一种电源转换系统。背景技术[0002]图1是传统的反激式交流AC-直流DC电源转换系统的电路图。如图1所示，传统的AC-DC电源转换系统将AC输入电压转换为DC输出电压的过程如下：[0003]AC输入电压经过电磁干扰EMI滤波器和整流器包括四个二极管组成的整流桥和体电容bulk电容）的滤波和整流后变成DC输入电压VIN;DC输入电压VIN通过启动电阻Rst对连接在脉宽调制控制芯片pwmIC的VDD端子和基准地之间的电容C1充电；当电容C1上的电压（即，VDD端子处的电压高于PWM1C的欠压锁定UVLO电压时，PWM1C开始工作；PWM1C控制双极型晶体管BJT从关断状态变为导通状态，使得变压器H的原边绕组Np储存DC输入电压VIN提供的能量，流过变压器T1的原边绕组Np的电流线性增加;PWM1C经由CS端子基于连接在变压器T1的原边绕组Np和基准地之间的电流检测电阻RS上的电流检测电压来检测流过变压器T1的原边绕组Np的电流因为电流检测电阻RS上的电流检测电压能够表征流过变压器H的原边绕组Np的电流）；当流过变压器T1的原边绕组Np的电流达到预定电流阈值即，电流检测电压CS端子处的电压达到FB端子处的电压输出表征电压内部最尚嵌位电压Vocp时，PWM1C控制双极型晶体管BJT从导通状态变为关断状态；当双极型晶体管BJT处于关断状态时，变压器T1的原边绕组Np中储存的能量释放到变压器T1的副边绕组Ns;变压器T1的副边绕组Ns上的电压经过二极管D1和输出电容C0组成的滤波整流组件的滤波和整流后变成DC输出电压V0;DC输出电压V0逐渐升高;TL431基于电阻R1和R〇对DC输出电压V0进行分压得到的输出表征电压检测DC输出电压V0，并在DC输出电压V0达到预定电压阈值时通过光親将输出表征电压反馈到PWM1C的FB端子;PWM1C基于输出表征电压控制双极型晶体管BJT从关断状态变为导通状态，从而将DC输出电压V0稳定在预定电压阈值。[0004]图2是图1所示的PWM1C的内部电路图。如图2所示，在PWM1C内部，1¾端子经由上拉电阻Rfb连接到电压AVDD;当DC输出电压V0没有达到预定电压阈值时，FB端子处的电压被上拉电阻Rfb上拉到电压AVDD，PWM1C在CS端子处的电压（g卩，电流检测电压达到内部最高嵌位电压Vocp时控制双极型晶体管BJT从导通状态变为关断状态；当DC输出电压v〇达到预定电压阈值时，图1所示的电源转换系统进入闭环状态，FB端子处的电压（g卩，输出表征电压低于内部最高嵌位电压Vocp，PWM1C在CS端子处的电压（即，电流检测电压达到FB端子处的电压即，输出表征电压时控制双极型晶体管BJT从导通状态变为关断状态。[0005]在图1所示的电源转换系统进入闭环状态后，变压器T1的辅助绕组Naux经由二极管D2和电容C1为PWM1C供电，此供电方式的缺点是需要额外增加变压器^的辅助绕组Naux和与其连接的二极管D2,增加了变压器的复杂度从而增加了系统成本。一发明内容[0006]鉴于以上所述的一个或多个问题，本发明提供了一种新颖的电源转换系统，可以省去变压器的辅助绕组和与其连接的二极管，降低变压器的复杂度从而节省系统成本。[0007]根据本发明实施例的电源转换系统，用于将交流输入电压转换为直流输出电压，包括变压器、双极型晶体管、以及脉宽调制控制芯片，其中，在电源转换系统进入闭环状态后，在脉宽调制控制芯片内部：[0008]基于表征流过变压器的原边绕组的电流的电流检测电压和表征直流输出电压的输出表征电压生成第一控制信号和第二控制信号；[0009]基于第一控制信号控制第一功率开关和第二功率开关的导通与关断，并基于第二控制信号控制第三功率开关的导通与关断，其中：[0010]当第一功率开关和第二功率开关均处于导通状态并且第三功率开关处于关断状态时，脉宽调制控制芯片控制双极型晶体管从关断状态变为导通状态，使得变压器开始储能；[0011]当第一功率开关和第二功率开关从导通状态变为关断状态但是第三功率开关仍然处于关断状态时，脉宽调制控制芯片控制双极型晶体管仍处于导通状态，使得交流输入电压经过整流和滤波得到的直流输入电压经由变压器的原边绕组、双极型晶体管、脉宽调制控制芯片的第一端子、脉宽调制控制芯片内部的连接在脉宽调制控制芯片的第一端子和第二端子之间的二极管对脉宽调制控制芯片外部的连接到脉宽调制控制芯片的第二端子的电容充电；[0012]当第三功率开关从关断状态变为导通状态时，脉宽调制控制芯片控制双极型晶体管从导通状态变为关断状态，使得直流输入电压对脉宽调制控制芯片外部的连接到脉宽调制控制芯片的第二端子的电容的充电结束。[0013]根据本发明实施例的电源转换系统采用了新颖的供电方式为脉宽调制控制芯片供电，可以省变压器的辅助绕组和与其连接的二极管，从而可以简化变压器制作并节省系统成本。附图说明[0014]从下面结合附图对本发明的具体实施方式的描述中可以更好地理解本发明，其中：、[0015]图1是传统的反激式AC-DC电源转换系统的电路图；[0016]图2是图1所示的PWM1C的内部电路图；[0017]图3是根据本发明实施例的副边反馈控制的反激式AC-DC电源转换系统的电路图.[0018]图4是图3所示的PWM1C的内部电路图；’[0019]图5是图4所示的PWM控制单元的内部电路图；[0020]图6是图3所不的PWM1C的一些端子处的信号以及一些内部信号的时序图；[0021]图7是图4所示的二极管D3用PM0S实现的电路图；’[0022]图8是米用工作原理与图4类似的PWM1C的原边反馈控制的反激式AC-DC电源转换系统的电路图；^[0023]图9是图8所示的PWM1C中的PWM控制单元的内部电路图；[0024]图10是图4所示的PWM1C的前向架构的AC-DC电源转换系统的电路图。具体实施方式[0025]下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例。在下面的详细描述中，提出了许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说很明显的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明的更好的理解。本发明决不限于下面所提出的任何具体配置，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了元素、部件和算法的任何修改、替换和改进。在附图和下面的描述中，没有示出公知的结构和技术，以便避免对本发明造成不必要的模糊。[0026]图3示出了根据本发明实施例的副边反馈控制的反激式AC-DC电源转换系统的电路图。如图3所示，根据本发明实施例的AC-DC电源转换系统将AC输入电压转换为DC输出电压的过程如下：[0027]AC输入电压经过电磁干扰EMI滤波器和整流器包括四个二极管组成的整流桥和体电容bulk电容）的滤波和整流后变成DC输入电压VIN;DC输入电压VIN通过启动电阻Rst给双极型晶体管BJT的基极供电，使得双极型晶体管BJT从关断状态变为导通状态；DC输入电压VIN经过变压器T1的原边绕组Np、双极型晶体管BJT、以及PWM1C内部连接在SW端子和VDD端子之间的二极管D3给PWM1C外部的连接到VDD端子的电容C1充电；当电容C1上的电压（即，VDD端子处的电压超过PWM1C的欠压锁定UVL0电压时，PWM1C开始工作；变压器T1的原边绕组Np储存DC输入电压VIN提供的能量，流过变压器T1的原边绕组Np的电流线性增加;PWM1C经由CS端子基于连接在整流器中的bulk电容和基准地之间的电流检测电阻Rs上的电流检测电压来检测流过变压器n的原边绕组Np的电流因为电流检测电阻Rs上的电流检测电压能够表征流过变压器T1的原边绕组Np的电流）；当流过变压器T1的原边绕组Np的电流达到预定电流阈值g卩，电流检测电压CS端子处的电压的反相电压达到FB端子处的电压输出表征电压内部最高嵌位电压Vocp时，PWM1C控制双极型晶体管BJT从导通状态变为关断状态；当双极型晶体管BJT处于关断状态时，变压器T1的原边绕组Np中储存的能量释放到变压器T1的副边绕组Ns;变压器n的副边绕组Ns上的电压经过二极管D1和输出电容C0组成的滤波整流组件的滤波和整流后变成DC输出电压V0;DC输出电压vo逐渐升高;TL431基于电阻R1和R0对DC输出电压V0进行分压得到的输出表征电压检测Dc输出电压V0,并在DC输出电压V0达到预定电压阈值时通过光耦将输出表征电压反馈到PWM1C的FB端子，使得PWM1C基于输出表征电压控制双极型晶体管BjT从关断状态变为导通状态，从而将DC输出电压V0稳定在预定电压阈值。[0028]图4是图3所示的PWM1C的内部电路图。如图4所示，在PWM1C内部，FB端子经由上拉电阻Rfb连接到电压AVDD;当DC输出电压V0没有达到预定电压阈值时，FB端子处的电压被上拉电阻Rfb上拉到电压AVDD，PWM1C在CS端子处的电压（g卩，电流检测电压）的反相电压达到内部最高嵌位电压Vocp时控制双极型晶体管BJT从导通状态变为关断状态；当DC输出电压V0达到预定电压阈值时，图3所示的电源转换系统进入闭环状态，FB端子处的电压低于内部最高嵌位电压Vocp，PWM1C在CS端子处的电压（g卩，电流检测电压的反相电压达到FB端子处的电压即，输出表征电压时控制双极型晶体管BjT从导通状态变为关断状态。_9]在图4所示的电源转换系统进入闭环状态后，控制单元基于顺I^cs端子和FB端子处的电压（即，电流检测电压和输出表征电压生成pwm信号和pwm_pre信号，以控制功率开关M0至M2的导通与关断从而控制双极型晶体管BTJ的导通与关断；功率开关M0在pwm_pre信号为高电平时处于导通状态，并在pwm_pre信号为低电平时处于关断状态;功率开关Ml在pwm信号为高电平时处于关断状态，并在pwm信号为低电平时处于导通状态;功率开关M2在pwm_pre信号为高电平时处于导通状态，并在pwm_pre信号为低电平时处于关断状态；当功率开关M0和M2均处于导通状态并且功率开关Ml处于关断状态时，Ibase驱动电流控制PWM1C外部的双极型晶体管BJT从关断状态变为导通状态，使得变压器T1开始储能；Ibase驱动电流随流过变压器T1的原边绕组Np的电流的增大而增大；当功率开关M0和M2从导通状态变为关断状态但是功率开关Ml仍然处于关断状态时，双极型晶体管BJT仍处于导通状态，DC输入电压VIN经过变压器T1的原边绕组Np、双极型晶体管BJT、PWM1C的SW端子、以及二极管D3对连接到PWM1C的VDD端子的电容C1充电，此时变压器T1还是处于储能状态，流过变压器T1的原边绕组Np的电流继续增大；当功率开关Ml从关断状态变为导通状态时，Ibase驱动电流不再流向PWM1C外部的双极型晶体管BJT，双极型晶体管BJT从导通状态变为关断状态，对连接到PWM1C的VDD端子的电容C1的充电结束，此时变压器T1的原边绕组Np储存的能量释放到变压器T1的副边绕组Ns。[0030]图5是图3所示的PWM1C的一些端子处的信号以及一些内部信号的时序图。图6是图4所示的PWM控制单元的内部电路图。如图5和图6所示，pwm信号在振荡器产生的时钟信号的上升沿到来时从低电平变为高电平，在PWMIC的CS端子（S卩，电流检测电压处的电压的反相电压达到PWM1C的FB端子处的电压（S卩，输出表征电压或内部最高嵌位电压v〇cp时从高电平变为低电平，直到振荡器产生的时钟信号在下一个时钟周期的上升沿到来时重新从低电平变为高电平;pwm_pre信号在振荡器产生的时钟信号的上升沿到来时从低电平变为高电平，在PWM1C的CS端子处的电压（S卩，电流检测电压）的反相电压叠加偏置电压Voffset达到PWM1C的FB端子处的电压（S卩，输出表征电压或内部最高嵌位电压Vocp时从高电平变为低电平，直到振荡器产生的时钟信号在下一个时钟周期的上升沿到来时重新从低电平变为高电平。[0031]这里，由于pwm_pre信号在PWM1C的CS端子处的电压的反相电压叠加偏置电压Voffset达到PWM1C的FB端子处的电压或内部最高嵌位电压Vocp时从高电平变为低电平pwm_pre信号，因此比pwm信号提前从高电平变为低电平。[0032]在图4所示的PWM1C中，比较器1基于电阻R2和R3对VDD端子处的电压进行分压得到供电表征电压，并且在供电表征电压超过供电电压阈值时输出高电平，使得功率开关Ml从关断状态变为导通状态从而使双极型晶体管BJT从导通状态变为关断状态，以防止VDD端子连接的电容Cl上的电压即，VDD端子处的电压被充太高而损坏PWM1C。[0033]根据本发明实施例的电源转换系统无需变压器T1的辅助绕组及与其连接的二极管，即可实现对PWM1C的供电功能以及传统的电源转换系统中的PWM调制过程，因此简化了系统设计、节省了系统成本。[0034]本领域技术人员应该可以想到，图4所示的二极管D3可以用PM0S来替代。图7是图4所示的二极管D3用PM0S来实现的电路图。在图7中，PM0S的导通与关断由pwm信号和pwm_pre信号共同控制。[0035]图8是采用工作原理与图4类似的PWM1C的原边反馈控制的AC-DC电源转换系统的电路图。图9是图8所示的PWM1C中的PWM控制单元的内部电路图。图9所示的PWM控制单元与图6所示的PWM控制单元的不同在于:退磁检测模块基于PWMic的FB端子处的电压生成表征DC输出电压V0的大小的退磁平台电压，采样模块对退磁平台电压采样并保持到电容⑶上，由误差放大器EA产生误差放大信号vc〇mp，此vcomp电压等同于图4中的PWM1C的FB端子处的电压，-vcomp越大表不输出负载电流越大，vcomp越小表示输出负载电流越小。[0036]图9是采用图4所示的PWM1C的前向架构的AC-DC电源转换系统的电路图。这里，PWM1C的工作原理与结合图4和图5描述的完全一样，所以不再赘述。[0037]本发明可以以其他的具体形式实现，而不脱离其精神和本质特征。例如，特定实施例中所描述的算法可以被修改，而系统体系结构并不脱离本发明的基本精神。因此，当前的实施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本发明的范围由所附权利要求而非上述描述定义，并且，落入权利要求的含义和等同物的范围内的全部改变从而都被包括在本发明的范围之中。

权利要求：1.一种电源转换系统，用于将交流输入电压转换为直流输出电压，包括变压器、双极型晶体管、以及脉宽调制控制芯片，其中，在所述电源转换系统进入闭环状态后，在所述脉宽调制控制芯片内部：基于表征流过所述变压器的原边绕组的电流的电流检测电压和表征所述直流输出电压的输出表征电压生成第一控制信号和第二控制信号；基于所述第一控制信号控制第一功率开关和第二功率开关的导通与关断，并基于所述第二控制信号控制第三功率开关的导通与关断，其中：当所述第一功率开关和所述第二功率开关均处于导通状态并且所述第三功率开关处于关断状态时，所述脉宽调制控制芯片控制所述双极型晶体管从关断状态变为导通状态，使得所述变压器开始储能；当所述第一功率开关和所述第二功率开关从导通状态变为关断状态但是所述第三功率开关仍然处于关断状态时，所述脉宽调制控制芯片控制所述双极型晶体管仍处于导通状态，使得所述交流输入电压经过整流和滤波得到的直流输入电压经由所述变压器的原边绕组、所述双极型晶体管、所述脉宽调制控制芯片的第一端子、所述脉宽调制控制芯片内部的连接在所述脉宽调制控制芯片的第一端子和第二端子之间的二极管对所述脉宽调制控制芯片外部的连接到所述脉宽调制控制芯片的第二端子的电容充电；当所述第三功率开关从关断状态变为导通状态时，所述脉宽调制控制芯片控制所述双极型晶体管从导通状态变为关断状态，使得所述直流输入电压对所述脉宽调制控制芯片外部的连接到所述脉宽调制控制芯片的第二端子的电容的充电结束。2.如权利要求1所述的电源转换系统，其中，在所述脉宽调制控制芯片内部：由振荡器产生时钟信号；所述第一控制信号在所述时钟信号的上升沿到来时从低电平变为高电平，在所述电流检测电压的反相电压达到所述输出表征电压或所述脉宽调制控制芯片内部的最高嵌位电压时从高电平变为低电平，直到所述时钟信号在下一个时钟周期的上升沿到来时重新从低电平变为高电平；所述第二控制信号在所述时钟信号的上升沿到来时从低电平变为高电平，在所述电流检测电压的反相电压叠加偏置电压达到所述输出表征电压或所述最高嵌位电压时从高电平变为低电平，直到所述时钟信号在下一个时钟周期的上升沿到来时重新从低电平变为高电平。3.如权利要求1所述的电源转换系统，其中，在脉宽调制控制芯片工作之前：所述直流输入电压通过启动电阻给所述双极型晶体管的基极供电，使得所述双极型晶体管从关断状态变为导通状态，所述直流输入电压经由所述变压器的原边绕组、所述双极型晶体管、所述脉宽调制控制芯片的第一端子、所述脉宽调制控制芯片内部的连接在所述脉宽调制控制芯片的第一端子和第二端子之间的二极管对所述脉宽调制控制芯片外部的连接到所述脉宽调制控制芯片的第二端子的电容充电；当所述脉宽调制控制芯片外部的连接到所述脉宽调制控制芯片的第二端子的电容上的电压超过所述脉宽调制控制芯片的欠压锁定电压时，所述脉宽调制控制芯片开始工作。4.如权利要求1所述的电源转换系统，其中，所述脉宽调制控制芯片在所述直流输出电压没有达到预定电压阈值时，在所述电流检测电压的反相电压达到所述脉宽调制控制芯片内部的取高欺位电压时控制所述双极型晶体管从导通状态变为关断状态;在所述直流输出电压达到所述预定电压阈值时，在所述电流检测电压的反相电压达到所述输出表征电压时控制所述双极型晶体管从导通状态变为关断状态。5.如权利要求1所述的电源转换系统，其中，在所述脉宽调制控制芯片内部，通过对所述脉宽调制控制芯片的第二端子处的电压进行分压得到供电表征电压，并且在所述供电表征电压超过供电阈值电压时控制所述第三功率开关从关断状态变为导通状态，以使所述双极型晶体管从导通状态变为关断状态。6.如权利要求1所述的电源转换系统，其中，所述脉宽调制控制芯片内部的连接在所述脉宽调制芯片的第一端子和第二端子之间的二极管被替换为第四功率开关，并且所述第四功率开关的导通与关断由所述第一控制信号和所述第二控制信号控制。7.如权利要求1所述的电源转换系统，其中，所述电源转换系统是副边反馈控制的反激式电源转换系统。8.如权利要求1所述的电源转换系统，其中，所述电源转换系统是前向架构的电源转换系统。9.如权利要求1所述的电源转换系统，所述电源转换系统是原边反馈控制的反激式电源转换系统。

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