申请/专利权人：深圳南云微电子有限公司;广州金升阳科技有限公司

申请日：2018-09-14

公开（公告）日：2024-05-17

公开（公告）号：CN109104072B

主分类号：H02M1/00

分类号：H02M1/00;H02M3/335

优先权：

专利状态码：有效-授权

法律状态：2024.05.17#授权;2019.01.22#实质审查的生效;2018.12.28#公开

摘要：本发明提供一种输入电压采样的补偿电路，包括预设电压V1、引脚UVP、引脚GT、电流镜、钳位模块，本发明能够实现只在功率管开启阶段提供前馈补偿电流，实现输入电压采样的补偿功能，避免出现在功率管关断期间，特别是在高压输入下，引入前馈补偿过大导致功率管不开启，造成的系统输出纹波大的问题。

主权项：1.一种输入电压采样的补偿电路，其特征在于：包括预设电压V1、引脚UVP、引脚GT、电流镜、钳位模块；电流镜一端与钳位模块连接，形成节点ILC，用于接收输入电压采样信号；电流镜的另一端输出前馈补偿电流，进而在外接前馈补偿电阻上产生前馈补偿电压，实现前馈补偿功能；钳位模块与预设电压V1连接，预设电压V1为钳位模块的钳位基准；钳位模块还与引脚GT、引脚UVP连接，在引脚UVP外接分压器的分压电压大于或等于预设电压V1时，将UVP引脚的电压钳位为预设电压V1；所述钳位模块包括PMOS管PM1、PMOS管PM2、NMOS管NM1、NMOS管NM2、NMOS管NM3和NMOS管NM4，PMOS管PM1的源极与预设电压V1连接，PMOS管PM1的栅极和PMOS管PM1的漏极与PMOS管PM2的栅极、NMOS管NM1的漏极连接；PMOS管PM2的源极与引脚UVP连接，PMOS管PM2的漏极与NMOS管NM1的栅极、NMOS管NM2的栅极和漏极、NMOS管NM3的栅极连接，NMOS管NM3的漏极与NMOS管NM4的源极连接，NMOS管NM4的栅极与引脚GT连接，NMOS管NM4的漏极作为钳位模块的输出，形成节点ILC；PMOS管NM1、PMOS管NM2、NMOS管NM3的源极与参考地连接。

全文数据：一种输入电压采样的补偿电路技术领域本发明涉及开关电源技术领域，特别涉及一种输入电压采样的补偿电路。背景技术随着电子技术的飞速发展，一个功能完整的开关电源控制处理必要的主功率控制电路之外，往往还需要包括其他的功能，如输入欠压保护和前馈补偿。在专利号为ZL201710678498.0，公开号为CN107302214A的专利文献中提出了一种输入欠压保护电路，它的整体应用电路简化框图如图1所示，主功率拓扑为公知技术，包括输入电压Vin、输出电压Vout、电容CVIN、分压器电阻Rs1和Rs2、控制器、主功率变压器、主功率管M1、二极管Dout、电容C2、电感L1和电容C3等器件组成。其钳位模块和电流镜模块的框图如图2所示，包括引脚UVP、引脚CS、电流镜、钳位模块，其利用UVP引脚内部的钳位模块和电流镜模块的功能实现输入电压前馈补偿功能。其实现前馈补偿功能的基本原理如下：若满足Vin≥V11+Rs1Rs2，则钳位模块将引脚UVP的电压钳位为V1，泄放分压器上多余的电流ILC，有下列关系式：电流镜模块将电流ILC按镜像比例K生成I1，即I1经引脚CS流过电阻RLC以产生补偿电压VRLC＝I1·RLC，实现前馈补偿功能。在图1和图2所示的现有技术中，其前馈补偿功能是全时有效的，即在功率管M1开启和关断阶段，都引入了前馈补偿，在功率管M1关断期间，引脚CS上的电压由于采样电阻Rcs上的电压为零，所以就等于前馈补偿电压VRLC，而不是零；在功率管M1开启阶段，引脚CS上的电压为采样电阻Rcs上的电压叠加前馈补偿电压VRLC。如图3所示，为公知的PWM模式控制的基本原理框图：PWM比较器CMP_PWM的正相输入端为控制器的输出电压采样光耦反馈引脚FB经过PWM输入增益模块产生的电压信号VFB_CS，PWM比较器CMP_PWM的反相输入端为控制器引脚CS上的电压信号VCS。在宽范围直流输入电压下，为满足高低压过功率点的一致性，高压输入时，加的前馈补偿电压VRLC比较大，在功率管关断期间，如果引脚CS上的电压VRLC大于VFB_CS，则PWM比较器CMP_PWM输出Toff_L信号一直为低电平，送到D触发器DFF的清零端Clr_L，则D触发器的输出端Q输出信号为低电平，则GT引脚为低电平，功率管一直不开启，造成功率管驱动信号缺失，驱动信号缺失带来的问题是：原边没有能量传递到副边，造成系统输出掉电，输出纹波大，输出环路不稳定，不满足系统输出指标要求。仿真现有技术反激系统的波形，如图4所示，从上到下依次为CS、VFB_CS、Toff_L、CLK、GT和输出VOUT波形，在GT关断期间，由于引入了前馈补偿，使CS引脚电压为164.8mV，其值大于VFB_CS的值，从中间的两条竖线可以看出，GT本应该在CLK的上升沿翻转成高电平，可是由于引脚CS电压大于VFB_CS，造成Toff_L一直为零，所以导致GT一直为低电平，造成驱动信号GT的缺失，原边没有能量传递到副边，进而导致系统输出VOUT掉电，直到CS引脚的电压小于VFB_CS，GT变成高电平，功率管M1开启，CS引脚电压上升，当CS引脚的电压上升到比VFB_CS高时，功率管M1关断，原边存储的能量传递到副边，使系统输出VOUT电压上升，这样一来，造成输出VOUT的纹波大，仿真值大于300mV，不满足系统输出纹波指标要求。发明内容有鉴如此，本发明要解决的技术问题是提供一种输入电压采样的补偿电路，实现只在功率管开启阶段提供前馈补偿电流，实现输入电压采样的补偿功能，避免出现在功率管关断期间，特别是在高压输入下，引入前馈补偿过大导致功率管不开启，造成的系统输出纹波大，不满足系统输出指标的问题。本发明解决上述技术问题的技术方案是：一种输入电压采样的补偿电路100，包括预设电压V1、引脚UVP、引脚GT、电流镜101、钳位模块；电流镜101一端与钳位模块连接，形成节点ILC，用于接收输入电压采样信号；电流镜101的另一端输出前馈补偿电流，进而在外接前馈补偿电阻上产生前馈补偿电压，实现前馈补偿功能；钳位模块与预设电压V1连接，预设电压V1为钳位模块的钳位基准；钳位模块还与引脚GT、引脚UVP连接，在引脚UVP的外接分压器的分压大于或等于V1时，将UVP引脚的电压钳位为预设电压V1，即此时VUVP＝V1。优选地，作为钳位模块的一种实施方案，所述钳位模块102包括PMOS管PM1、PMOS管PM2、NMOS管NM1、NMOS管NM2、NMOS管NM3和NMOS管NM4，PMOS管PM1的源极与预设电压V1连接，PMOS管PM1的栅极和PMOS管PM1的漏极与PMOS管PM2的栅极、NMOS管NM1的漏极连接；PMOS管PM2的源极与引脚UVP连接，PMOS管PM2的漏极与NMOS管NM1的栅极、NMOS管NM2的栅极和漏极、NMOS管NM3的栅极连接，NMOS管NM3的漏极与NMOS管NM4的源极连接，NMOS管NM4的栅极与引脚GT连接，NMOS管NM4的漏极作为钳位模块102的输出，形成节点ILC；PMOS管NM1、PMOS管NM2、NMOS管NM3的源极与参考地连接。优选地，作为钳位模块的另一种实施方案，所述钳位模块202包括PMOS管PM1、PMOS管PM2、NMOS管NM1、NMOS管NM2、NMOS管NM3和NMOS管NM4，PMOS管PM1的源极与预设电压V1连接，PMOS管PM1的栅极和PMOS管PM1的漏极与PMOS管PM2的栅极、NMOS管NM1的漏极连接；PMOS管PM2的源极与引脚UVP连接，PMOS管PM2的漏极与NMOS管NM4的漏极连接，NMOS管NM4的栅极与引脚GT连接，NMOS管NM4的源极与NMOS管NM1的栅极、NMOS管的栅极和漏极、NMOS管NM3的栅极连接，NMOS管NM3的漏极作为钳位模块202的输出，形成节点ILC；NMOS管NM1、NMOS管NM2、NMOS管NM3的源极与参考地连接。电路进行钳位和生成ILC的原理在专利号为ZL201710678498.0，公开号为CN107302214A，专利名称为一种输入欠压保护电路的专利文献中中已经详细阐述，本发明不再赘述。本发明在钳位模块102中，通过NMOS管NM4其栅极与引脚GT连接，只有当引脚GT为高电平时，NMOS管NM4才开通，前馈电流ILC才产生。因此前馈补偿电流I1只有在功率管导通阶段，即引脚GT为高电平期间才有，且电路结构简单。设定前馈补偿电流大小为I1，电路外接前馈补偿电阻阻值为RLC，则产生的前馈补偿电压值为VRLC＝I1·RLC。前馈补偿电流I1的计算公式如下：其中，K为电流镜101的电流镜像比例，Vin为输入电压，Rs1、Rs2为外部分压器的分压电阻。图7为本发明输入电压采样的补偿电路在光耦反馈反激式开关电源应用场景中的仿真波形，对比图4可以看出，只在GT为高电平期间才有前馈补偿，驱动GT正常开启和关断，无缺失现象，环路稳定，输出电压VOUT纹波小，只有70mV，符合系统输出纹波指标要求。优选地，作为钳位模块的另一种实施方案，钳位模块202的NMOS管NM4与PMOS管PM2的漏极连接，NMOS管NM4的栅极与引脚GT连接，NMOS管NM4的源极与NMOS管NM1的栅极、NMOS管NM2的栅极和漏极、NMOS管NM3的栅极连接。NMOS管NM3的漏极作为钳位模块202的输出，形成节点ILC。与钳位模块102相比，NMOS管NM4管所处的电路位置不同，其实现的功能也一样，即只有当引脚GT为高电平时，NMOS管NM4开通，NMOS管NM3才导通，前馈电流ILC才产生。以上对本发明的电路原理、作用等进行了分析，现将本发明的有益效果总结如下：1、与现有技术相比，由于增设NMOS管NM4，NMOS管NM4的栅极与引脚GT连接，便可实现只在功率管开启阶段引入前馈补偿电流，实现方式电路少，面积小，成本低、功能可靠。2、只在功率管开启阶段引入前馈补偿电流，不仅可以正常实现输入电压采样的补偿功能，又可以避免出现在功率管关断期间，特别是在高压输入下，引入前馈补偿过大导致功率管不开启，造成的系统输出纹波大，不满足系统输出指标要求的问题。附图说明图1为现有技术外置前馈补偿电路的开关电源的应用电路简化图；图2为现有技术的电流镜和钳位模块的电路框图；图3为现有技术的PWM模式控制的基本电路原理框图；图4为现有技术外置前馈补偿电路的光耦反馈反激式开关电源的仿真波形；图5为本发明在光耦反馈反激开关电源应用场景中的电路简化图；图6为本发明输入电压采样的补偿电路100的电路框图；图7为本发明输入电压采样的补偿电路在光耦反馈反激式开关电源应用场景中的仿真波形；图8为本发明实施例一钳位模块102的电路原理图；图9为本发明实施例二钳位模块202的电路原理图。具体实施方式为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进一步详细说明。实施例一图5为本发明在光耦反馈反激电源的应用场景中的电路简化图，省略了副边光耦与TL431及环路补偿部分。本发明所述的输入电压采样的补偿电路为控制器10中的电路，控制器10中其他电路与本发明无关，在此不展开描述。图5中主功率拓扑为公知技术，包括输入电压Vin、输出电压Vout、电容CVIN、分压器电阻Rs1和Rs2，控制器10、主功率变压器、主功率管M1、二极管DOUT、电容C2、电感L1和电容C3等器件组成。GT引脚是控制器10的驱动输出，用于控制功率管M1的开启和关断；FB引脚是光耦反馈引脚，输出电压Vout升高时，光耦抽电流增加，FB引脚电压减小，相反，输出电压Vout下降时，光耦抽电流减小，FB引脚电压增加；CS引脚是电流采样引脚，通过检测电流采样电阻RCS的电压来决定流过功率管M1的峰值电流；UVP引脚经分压器电阻Rs1和Rs2检测输入电压Vin，分电压段实现前馈补偿功能，前馈补偿电流由CS引脚流出，在电阻RLC上产生补偿电压VRLC。图5所示的控制器的其它引脚连接关系和功能与本发明无关，图5并未标示出。图6为本发明输入电压采样的补偿电路100的电路框图，包括预设电压V1、引脚GT、引脚UVP、电流镜101、钳位模块102。电流镜101一端与钳位模块102连接，形成节点ILC，用于接收输入电压采样信号；电流镜101另一端与引脚CS连接，用于输出前馈补偿电流I1。钳位模块102与预设电压V1连接，预设电压V1为钳位模块102的钳位基准。钳位模块102还与引脚GT、引脚UVP连接，在引脚UVP的外接分压器的分压大于或等于V1时，将UVP引脚的电压钳位为预设电压V1。图8为钳位模块102的电路原理图，包含PMOS管PM1、PM2，NMOS管NM1、NM2、NM3、NM4。PM1的源极与预设电压V1连接，PM1的栅极和PM1的漏极与PM2的栅极、NM1的漏极连接；PM2的源极与引脚UVP连接，PM2的漏极与NM1的栅极、NM2的栅极和漏极、NM3的栅极连接，NM3的漏极与NM4的源极连接，NM4的栅极与引脚GT连接，NM4的漏极作为钳位模块102的输出，形成节点ILC；NM1、NM2、NM3的源极与参考地连接。所有的PMOS和NMOS管的衬底都与各自的源极连接。需要说明的是，电路进行钳位和生成ILC的原理在专利号为ZL201710678498.0，公开号为CN107302214A，专利名称为一种输入欠压保护电路的专利文献中中已经详细阐述，本发明不再赘述。下面结合附图介绍一下，输入电压采样的补偿电路工作过程。控制器10启动后，若满足Vin≥V11+Rs1Rs2，则控制器10输出PWM调制信号，钳位模块102将引脚UVP的电压钳位为基准电压V1，泄放分压器上多余的电流IUVP，在NM3的漏极增设NMOS管NM4，NM4栅极与引脚GT连接，只有当引脚GT为高电平时，即功率管M1导通时，NM4才开通，此时泄放的电流IUVP才能通过电流镜像按一定比例生成ILC，也就是控制输出ILC在功率管M1开启阶段才产生，为了方便描述原理，在实施例1中，ILC＝IUVP，故有下列关系式：电流镜101将输出电流ILC按镜像比例K生成I1，即I1经引脚CS流过外接前馈补偿电阻RLC以产生补偿电压VRLC＝I1·RLC，实现前馈补偿功能。由于增设NMOS管NM4的控制，电路也只在功率管开启阶段引入前馈补偿电流，能够正常实现输入电压采样的补偿功能，又可以避免出现在功率管关断期间，特别是在高压输入下，引入前馈补偿过大导致功率管不开启，造成的系统输出纹波大，不满足系统输出指标要求的问题。图6中电流镜101的具体电路结构在现有技术中有很多实现方式，而且工作原理简单，本发明不一一详述。实施例二如图9所示，为本实施例钳位模块202的电路原理图，与实施例1的不同点在于，实施例2的钳位模块202中的NMOS管NM4与PMOS管PM2的漏极连接，NM4的栅极与引脚GT连接，NM4的源极与NM1的栅极、NM2的栅极和漏极、NM3的栅极连接。NM3的漏极作为钳位模块102的输出，形成节点ILC。与实施例1相比，NM4管所处的电路位置不同，它控制的是泄放电流IUVP的流入时刻，只有当引脚GT为高电平时，NM4才开通，才能使得NM3导通，泄放的电流IUVP才通过电流镜像按一定比例生成ILC，最终的前馈电流ILC才产生。虽然实现方式不同，但最终的目的都是让前馈电流ILC在功率管M1开启阶段才产生，ILC输出到电流镜模块101中，产生最终的前馈补偿电流I1。I1经引脚CS流过电阻RLC以产生补偿电压VRLC＝I1·RLC，实现前馈补偿功能。以上所述是本发明的优选实施例，除此之外，还有很多控制前馈补偿电流时序的方式，无论是控制泄放电流IUVP、前馈电流ILC还是最终的前馈补偿电流I1，只要最终目的是在功率管开启阶段才加入前馈补偿功能，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，做出的若干改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

权利要求：1.一种输入电压采样的补偿电路，其特征在于：包括预设电压V1、引脚UVP、引脚GT、电流镜、钳位模块；电流镜一端与钳位模块连接，形成节点ILC，用于接收输入电压采样信号；电流镜的另一端输出前馈补偿电流，进而在外接前馈补偿电阻上产生前馈补偿电压，实现前馈补偿功能；钳位模块与预设电压V1连接，预设电压V1为钳位模块的钳位基准；钳位模块还与引脚GT、引脚UVP连接，在引脚UVP外接分压器的分压电压大于或等于预设电压V1时，将UVP引脚的电压钳位为预设电压V1。2.根据权利要求1所述的补偿电路，其特征在于：所述钳位模块包括PMOS管PM1、PMOS管PM2、NMOS管NM1、NMOS管NM2、NMOS管NM3和NMOS管NM4，PMOS管PM1的源极与预设电压V1连接，PMOS管PM1的栅极和PMOS管PM1的漏极与PMOS管PM2的栅极、NMOS管NM1的漏极连接；PMOS管PM2的源极与引脚UVP连接，PMOS管PM2的漏极与NMOS管NM1的栅极、NMOS管NM2的栅极和漏极、NMOS管NM3的栅极连接，NMOS管NM3的漏极与NMOS管NM4的源极连接，NMOS管NM4的栅极与引脚GT连接，NMOS管NM4的漏极作为钳位模块的输出，形成节点ILC；PMOS管NM1、PMOS管NM2、NMOS管NM3的源极与参考地连接。3.根据权利要求1所述的补偿电路，其特征在于：所述钳位模块包括PMOS管PM1、PMOS管PM2、NMOS管NM1、NMOS管NM2、NMOS管NM3和NMOS管NM4，PMOS管PM1的源极与预设电压V1连接，PMOS管PM1的栅极和PMOS管PM1的漏极与PMOS管PM2的栅极、NMOS管NM1的漏极连接；PMOS管PM2的源极与引脚UVP连接，PMOS管PM2的漏极与NMOS管NM4的漏极连接，NMOS管NM4的栅极与引脚GT连接，NMOS管NM4的源极与NMOS管NM1的栅极、NMOS管NM2的栅极和漏极、NMOS管NM3的栅极连接，NMOS管NM3的漏极作为钳位模块的输出，形成节点ILC；NMOS管NM1、NMOS管NM2、NMOS管NM3的源极与参考地连接。

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