申请/专利权人：普里露尼库斯股份有限公司

申请日：2018-10-15

公开（公告）日：2021-02-09

公开（公告）号：CN109769083B

主分类号：H04N5/225(20060101)

分类号：H04N5/225(20060101);H04N5/335(20110101);H04N5/355(20110101);H04N5/361(20110101);H04N5/357(20110101)

优先权：["20171106 JP 2017-213852"]

专利状态码：有效-授权

法律状态：2021.02.09#授权;2019.06.11#实质审查的生效;2019.05.17#公开

摘要：提供一种固体摄像装置、固体摄像装置的驱动方法以及电子设备。AD转换部的比较器在读出部的控制下进行第一比较处理和第二比较处理，在该第一比较处理中，输出针对与在蓄积期间从PD1溢出到FD1的溢出电荷相应的电压信号的数字化后的第一比较结果信号，在该第二比较处理中，输出针对与在蓄积期间后的传输期间传输至FD1的PD1的蓄积电荷相应的电压信号的数字化后的第二比较结果信号，在第一比较处理中，比第一比较处理开始时延迟地开始将输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较并且输出数字化后的比较结果信号的AD转换处理。由此，能够实现低功耗化，能够抑制FD的暗电流的影响，能够抑制图像劣化并且实质上实现宽动态范围化、高帧频化。

主权项：1.一种固体摄像装置，具有：像素部，配置有进行光电转换的像素；以及读出部，从所述像素部的所述像素读出像素信号，所述像素包含：光电转换元件，在蓄积期间蓄积通过光电转换而生成的电荷；传输元件，能够在所述蓄积期间后的传输期间对蓄积于所述光电转换元件的电荷进行传输；由浮置扩散层形成的输出节点，通过所述传输元件来传输由所述光电转换元件蓄积的电荷；输出缓冲部，将所述输出节点的电荷转换成与电荷量相应的电压信号，并输出转换后的电压信号；以及比较器，进行比较处理，在该比较处理中，对所述输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较，输出数字化后的比较结果信号，所述比较器在所述读出部的控制下进行第一比较处理和第二比较处理，在该第一比较处理中，输出针对与在所述蓄积期间从所述光电转换元件溢出到所述输出节点的溢出电荷相应的所述电压信号的数字化后的第一比较结果信号，在该第二比较处理中，输出针对与在所述蓄积期间后的所述传输期间传输至所述输出节点的所述光电转换元件的蓄积电荷相应的所述电压信号的数字化后的第二比较结果信号，在所述第一比较处理中，比该第一比较处理开始时延迟地开始AD转换处理，在该AD转换处理中，将所述输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较，输出数字化后的比较结果信号，其中，所述AD表示模拟数字。

全文数据：固体摄像装置、固体摄像装置的驱动方法以及电子设备关联申请的引用本发明包含与2017年11月6日向日本专利局递交的日本专利申请JP2017-213852相关的主题，在此引用其完整内容作为参考。技术领域本发明涉及固体摄像装置、固体摄像装置的驱动方法以及电子设备。背景技术作为使用了对光进行检测而产生电荷的光电转换元件的固体摄像装置图像传感器，在实际中使用了CMOSComplementaryMetalOxideSemiconductor，互补金属氧化物半导体图像传感器。CMOS图像传感器广泛应用为数码相机、摄影机、监视摄像头、医疗用内窥镜、个人计算机PC、便携电话等便携终端装置移动设备等各种电子设备的一部分。CMOS图像传感器按每个像素具有FD放大器，该FD放大器具有光电二极管光电转换元件以及浮置扩散层FD：FloatingDiffusion，对于其读出而言，以选择像素阵列中的某一行并同时将它们向列column输出方向读出这样的列并行输出型为主流。另外，关于列并行输出型CMOS图像传感器的像素信号读出输出电路，已提出了各种电路。其中，最先进的电路之一是按照各列column而具备模拟-数字转换器ADCAnalogdigitalconverter、并将像素信号作为数字信号取出的电路例如参考专利文献1、2。在该列并行ADC搭载CMOS图像传感器列AD方式CMOS图像传感器中，比较器comparator进行所谓的RAMP波与像素信号的比较，利用后级的计数器进行数字CDS，由此进行AD转换。然而，这种CMOS图像传感器虽然能够进行信号的高速传输，但存在无法实现全局快门读出这样的缺点。与此相对，提出了还能够实现全局快门的数字像素pixel传感器，按照各像素来配置包含比较器的ADC进而存储器部，针对像素阵列部中的全部像素在相同的定时执行曝光开始和曝光结束例如参考专利文献3、4。在先技术文献专利文献专利文献1：日本特开2005-278135号公报专利文献2：日本特开2005-295346号公报专利文献3：US7164114B2FIG.4专利文献4：US20100181464A1发明内容发明要解决的课题然而，在上述现有的具备数字像素传感器的CMOS图像传感器中，虽然能够实现全局快门功能，但未实时地利用例如在蓄积期间从光电二极管溢出的电荷，因此，在宽动态范围化、高帧频化方面具有局限性。另外，在CMOS图像传感器的重要的性能指标中具有随机噪声，作为主要的随机噪声源，已知有像素和AD转换器。通常，作为随机噪声降低方法，已知有通过增大晶体管尺寸来降低闪烁噪声flickernoise、或者在比较器输出中附加电容并降低频带来实现基于CDS的噪声的过滤效果的方法。但是，在各个方法中存在如下缺点：面积增大；因电容增加而比较器的反转延迟恶化，摄像元件的帧频未提高。另外，由于按照各像素来配置包含比较器的ADC进而存储器部，因此难以最大限度地扩大有效像素区域，难以最大限度地提高单位成本的价值。另外，作为扩大动态范围的方法，例如已知有从图像传感器的同一像素读出蓄积时间不同的2种信号，将该2种信号组合来扩大动态范围的方法；将高灵敏度的像素且动态范围小的信号与低灵敏度且扩大了动态范围的信号组合来扩大动态范围的方法等。在任意一种方法中，要组合要合成的多个信号都需要在进行组合信号的切换的信号值的附近保持输出电压相对于各个入射光量照度的直线性大致相同。为了扩大动态范围D范围而将各个信号设计为相对于光量照度的增益不同，因此主要利用以模拟数字转换器ADC数字转换后的数字信号处理电路对增益进行校正，使直线性或斜率保持为相同。然而，在具备数字像素传感器的CMOS图像传感器中，例如当要实时利用在蓄积期间曝光期间中从光电二极管溢出的溢出电荷时，在该蓄积期间中，需要始终激活源极跟随元件的偏置电流和比较器的偏置电流，存在功耗高的缺点。另外，在具有数字像素传感器的CMOS图像传感器中，例如当要实时利用在蓄积期间曝光期间中从光电二极管溢出的溢出电荷时，在该蓄积期间中也受到作为输出节点的浮置扩散层FD的暗电流及其散粒噪声shotnoise的影响，比较器的反转定时变动。因此，存在产生比较器的误判定或非敏感性输入范围、作为列整体的图像的偏移的固定模式噪声FPN或AC转换传递曲线产生非线性的缺点。由于难以将浮置扩散层FD的暗电流的电荷从实际的溢出电荷分离，因此有时在接合的高亮度侧AC转换传递曲线与低亮度侧AD转换传递曲线的接合点AD转换码边界产生接合间隙AD转换码间隙，未必能够保证该切换区域中的直线性线性度。在这样的情况下，存在如下缺点：不能进行平滑的切换，该不连续点成为噪声，成为所谓的色调跳跃等图像劣化的主要原因。本发明的目的在于提供一种固体摄像装置、固体摄像装置的驱动方法以及电子设备，能够实现低功耗化，能够抑制作为输出节点的浮置扩散层的暗电流的影响，能够抑制图像劣化并且实质上实现宽动态范围化、高帧频化。另外，本发明的目的在于提供一种固体摄像装置、固体摄像装置的驱动方法以及电子设备，能够实现低功耗化，能够抑制作为输出节点的浮置扩散层的暗电流的影响，能够抑制图像劣化并且实质上实现宽动态范围化、高帧频化，并且能够实现低噪声化，能够最大限度地扩大有效像素区域，能够最大限度地提高单位成本的价值。用于解决课题的手段本发明的第一观点的固体摄像装置具有：像素部，配置有进行光电转换的像素；以及读出部，从所述像素部的所述像素读出像素信号，所述像素包含：光电转换元件，在蓄积期间蓄积通过光电转换而生成的电荷；传输元件，能够在所述蓄积期间后的传输期间对蓄积于所述光电转换元件的电荷进行传输；由浮置扩散层形成的输出节点，通过所述传输元件来传输由所述光电转换元件蓄积的电荷；输出缓冲部，将所述输出节点的电荷转换成与电荷量相应的电压信号，并输出转换后的电压信号；以及比较器，进行比较处理，在该比较处理中，对所述输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较，输出数字化后的比较结果信号，所述比较器在所述读出部的控制下进行第一比较处理和第二比较处理，在该第一比较处理中，输出针对与在所述蓄积期间从所述光电转换元件溢出到所述输出节点的溢出电荷相应的所述电压信号的数字化后的第一比较结果信号，在该第二比较处理中，输出针对与在所述蓄积期间后的所述传输期间传输至所述输出节点的所述光电转换元件的蓄积电荷相应的所述电压信号的数字化后的第二比较结果信号，在所述第一比较处理中，比该第一比较处理开始时延迟地开始AD转换处理，在该AD转换处理中，将所述输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较，输出数字化后的比较结果信号，其中，所述AD表示模拟数字。本发明的第二观点的固体摄像装置的驱动方法，所述固体摄像装置具有：像素部，配置有进行光电转换的像素；读出部，从所述像素部的所述像素读出像素信号，所述像素包含：光电转换元件，在蓄积期间蓄积通过光电转换而生成的电荷；传输元件，能够在所述蓄积期间后的传输期间对蓄积于所述光电转换元件的电荷进行传输；由浮置扩散层形成的输出节点，通过所述传输元件来传输由所述光电转换元件蓄积的电荷；输出缓冲部，将所述输出节点的电荷转换成与电荷量相应的电压信号，并输出转换后的电压信号；以及比较器，进行比较处理，在该比较处理中，对所述输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较，输出数字化后的比较结果信号，在所述固体摄像装置的驱动方法中，在读出所述像素的像素信号的情况下，在所述比较器中在所述读出部的控制下进行第一比较处理并且进行第二比较处理，在该第一比较处理中，输出针对与在所述蓄积期间从所述光电转换元件溢出到所述输出节点的溢出电荷相应的所述电压信号的数字化后的第一比较结果信号，在该第二比较处理中，输出与在所述蓄积期间后的所述传输期间传输至所述输出节点的所述光电转换元件的蓄积电荷相应的所述电压信号的数字化后的第二比较结果信号，在所述第一比较处理中，比该第一比较处理开始时延迟地开始AD转换处理，在该AD转换处理中，将所述输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较，输出数字化后的比较结果信号，其中，所述AD表示模拟数字。本发明的第三观点的电子设备具有固体摄像装置和在所述固体摄像装置成像被摄体像的光学系统，所述固体摄像装置具有：像素部，配置有进行光电转换的像素；以及读出部，从所述像素部的所述像素读出像素信号，所述像素包含：光电转换元件，在蓄积期间蓄积通过光电转换生成的电荷；传输元件，能够在所述蓄积期间后的传输期间对蓄积于所述光电转换元件的电荷进行传输；由浮置扩散层形成的输出节点，通过所述传输元件来传输由所述光电转换元件蓄积的电荷；输出缓冲部，将所述输出节点的电荷转换成与电荷量相应的电压信号，并输出转换后的电压信号；以及比较器，其进行比较处理，在该比较处理中，对由所述输出缓冲部输出的电压信号与参考电压进行比较，输出数字化后的比较结果信号，所述比较器在所述读出部的控制下进行第一比较处理和第二比较处理，在该第一比较处理中，输出针对与在所述蓄积期间从所述光电转换元件溢出到所述输出节点的溢出电荷相应的所述电压信号的数字化后的第一比较结果信号，在该第二比较处理中，输出针对与在所述蓄积期间后的所述传输期间传输至所述输出节点的所述光电转换元件的蓄积电荷相应的所述电压信号的数字化后的第二比较结果信号，在所述第一比较处理中，比该第一比较处理开始时延迟地开始AD转换处理，在该AD转换处理中，将所述输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较，输出数字化后的比较结果信号，其中，所述AD表示模拟数字。发明效果根据本发明，能够实现低功耗化，能够抑制作为输出节点的浮置扩散层的暗电流的影响，能够抑制图像劣化并实质上实现宽动态范围化、高帧频化。另外，根据本发明，能够实现低功耗化，能够抑制作为输出节点的浮置扩散层的暗电流的影响，能够抑制图像劣化并实质上实现宽动态范围化、高帧频化，而且能够实现低噪声化，最大限度地扩大有效像素区域，能够最大限度地提高单位成本的价值。附图说明图1是表示本发明的第一实施方式的固体摄像装置的结构例的框图。图2是表示本发明的第一实施方式的固体摄像装置的像素部的数字像素阵列的一例的图。图3是表示本发明的第一实施方式的固体摄像装置的像素的一例的电路图。图4A以及图4B是表示本发明的第一实施方式的数字像素的主要部分即电荷蓄积传输系统的结构例的简要剖视图以及溢出时的电位图。图5是用于说明本实施方式的比较器的基本的第一比较处理的图。图6是用于说明本实施方式的比较器的基本的第一比较处理的图，是用于说明参考电压的另一样式例的图。图7是表示向本实施方式的比较器输入了各种参考电压的情况下的光时间转换的状态的图。图8是表示本发明的第一实施方式的数字像素中的光响应覆盖范围的图。图9是表示本发明的第一实施方式的存储器部以及输出电路的结构例的图。图10是表示本发明的第一实施方式的固体摄像装置中的帧读出时序的一例的图。图11是表示时间戳ADC模式期间第一比较处理期间以及线性ADC模式期间第二比较处理期间与源极跟随晶体管的偏置电流以及比较器的偏置电流的关系的时序图。图12是用于说明在时间戳ADC模式时浮置扩散层的暗电流对基本的第一比较处理造成的影响的图。图13是用于说明实现低功耗化、抑制浮置扩散层的暗电流的影响的第一比较处理期间的AD转换处理方法等的图。图14是用于说明为了实现低功耗化、抑制浮置扩散层的暗电流的影响的第一比较处理期间的AD转换处理方法的动作的图，是用于说明光电二极管溢出的情况下的动作的图。图15是用于说明为了实现低功耗化、抑制浮置扩散层的暗电流的影响的第一比较处理期间的AD转换处理方法的动作的图，是用于说明光电二极管不溢出的情况下的动作的图。图16是用于说明本第一实施方式的固体摄像装置的层叠结构的示意图。图17是用于说明本第一实施方式的固体摄像装置的层叠结构的简略剖视图。图18是用于说明本第一实施方式的固体摄像装置的规定快门模式时的主要像素部中的读出动作的时序图。图19是表示用于说明本第一实施方式的固体摄像装置的规定快门模式时的主要像素部中的读出动作的动作时序图以及电位转移的图。图20是用于说明本发明的第二实施方式的固体摄像装置的图，是表示时间戳ADC模式动作和线性ADC模式动作的选择处理的一例的图。图21是表示本第三实施方式的固体摄像装置中的帧读出时序的一例的图。图22是表示向本第三实施方式的比较器输入了参考电压的情况下的光时间转换的状态的图。图23A以及图23B是表示本第三实施方式中的数字码与基于光转换的电荷量之间的关系的图。图24是表示本发明的第四实施方式的固体摄像装置的像素的一例的电路图。图25是表示应用了本发明的实施方式的固体摄像装置的电子设备的结构的一例的图。具体实施方式以下，与附图相关联地说明本发明的实施方式。第一实施方式图1是表示本发明的第一实施方式的固体摄像装置的结构例的框图。在本实施方式中，固体摄像装置10例如由包含数字像素DigitalPixel作为像素的CMOS图像传感器构成。如图1所示，作为主要构成要素，该固体摄像装置10具有作为摄像部的像素部20、垂直扫描电路行扫描电路30、输出电路40以及定时控制电路50。由这些构成要素中的例如垂直扫描电路30、输出电路40以及定时控制电路50构成像素信号的读出部60。在本第一实施方式中，固体摄像装置10在像素部20中包含光电转换读出部、AD模拟数字转换部以及存储器部作为数字像素，构成为具有全局快门的动作功能的例如层叠型的CMOS图像传感器。在本第一实施方式的固体摄像装置10中，如之后详述的那样，各数字像素DP具有AD转换功能，AD转换部具有进行比较处理的比较器comparator，在该比较处理中，对由光电转换读出部读出的电压信号与参考电压进行比较，输出数字化后的比较结果信号。比较器在读出部60的控制下进行第一比较处理和第二比较处理，在该第一比较处理中，输出针对与在蓄积期间从光电转换元件溢出到输出节点浮置扩散层的溢出电荷相应的电压信号的数字化后的第一比较结果信号，在该第二比较处理中，输出针对与在蓄积期间后的传输期间传输至输出节点的光电转换元件的蓄积电荷相应的电压信号的数字化后的第二比较结果信号。而且，在本第一实施方式中，在第一比较处理中，比第一比较处理的开始时延迟地开始对输出缓冲部的电压信号和参考电压进行比较并且输出数字化后的比较结果信号的模拟数字AD转换处理。而且，输出缓冲部源极跟随元件及比较器被供给偏置电流而成为驱动状态，但从第一比较处理的开始到AD转换处理开始为止的期间的规定期间，停止节省偏置电流的供给。另外，输出节点在从第一比较处理的开始到AD转换处理开始为止的期间的规定期间被复位。读出部60在AD转换处理的开始时刻，至少将输出节点复位为复位电平后进行对输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较的AD转换处理。更具体而言，读出部60在AD转换处理的开始时刻，至少将输出节点复位为复位电平后到第一比较处理期间的结束为止，进行对输出缓冲部的电压信号和斜坡状的参考电压进行比较的AD转换处理。后面详细叙述具体的第一比较处理期间中的AD转换处理等。以下，详细叙述固体摄像装置10的各部分的结构以及功能的概要，尤其是像素部20以及数字像素的结构以及功能、与它们关联的读出处理、以及像素部20和读出部60的层叠结构、第一比较处理期间中的AD转换处理等。像素部20以及数字像素200的结构图2是表示本发明的第一实施方式的固体摄像装置10的像素部的数字像素阵列的一例的图。图3是表示本发明的第一实施方式的固体摄像装置10的像素的一例的电路图。如图2所示，像素部20中，多个数字像素200排列为N行M列的行列状矩阵状。需要说明的是，在图2中，为了简化附图，示出了将九个数字像素200配置为3行3列的行列状M＝3、N＝3的矩阵状的例子。本第一实施方式的数字像素200构成为包含光电转换读出部图2中表记为PD210、AD转换部图2中表记为ADC220、以及存储器部图2中表记为MEM230。如之后详述的那样，本第一实施方式的像素部20构成为第一基板110与第二基板120的层叠型的CMOS图像传感器，但在本例中，如图3所示，在第一基板110上形成有光电转换读出部210，在第二基板120上形成有AD转换部220以及存储器部230。数字像素200的光电转换读出部210构成为包含光电二极管光电转换元件和像素内放大器。具体而言，该光电转换读出部210例如具有作为光电转换元件的光电二极管PD1。对于该光电二极管PD1，分别各具有一个作为传输元件的传输晶体管TG1-Tr、作为复位元件的复位晶体管RST1-Tr、作为源极跟随元件的源极跟随晶体管SF1-Tr、作为电流源元件的电流晶体管IC1-Tr、作为输出节点ND1的浮置扩散层FD1、以及读出节点ND2。这样，第一实施方式的数字像素200的光电转换读出部210构成为包含传输晶体管TG1-Tr、复位晶体管RST1-Tr、源极跟随晶体管SF1-Tr以及电流晶体管IC1-Tr这四个晶体管4Tr。而且，在本第一实施方式中，包含源极跟随晶体管SF1-Tr、电流晶体管IC1-Tr以及读出节点ND2在内构成输出缓冲部211。本第一实施方式的光电转换读出部210的输出缓冲部211的读出节点ND2与AD转换部220的输入部连接。光电转换读出部210将作为输出节点的浮置扩散层FD1的电荷转换成与电荷量相应的电压信号，将转换后的电压信号VSL向AD转换部220输出。更具体而言，光电转换读出部210在AD转换部220的第一比较处理期间PCMPR1，输出与在蓄积期间PI从作为光电转换元件的光电二极管PD1溢出到作为输出节点的浮置扩散层FD1的溢出电荷相应的电压信号VSL。此外，光电转换读出部210在AD转换部220的第二比较处理期间PCMPR2，输出与在蓄积期间PI后的传输期间PT传输至作为输出节点的浮置扩散层FD1的光电二极管PD1的蓄积电荷相应的电压信号VSL。光电转换读出部210在第二比较处理期间PCMPR2，将作为像素信号的读出复位信号信号电压VRST以及读出信号信号电压VSIG向AD转换部220输出。光电二极管PD1产生并蓄积与入射光量相应的量的信号电荷这里为电子。以下，针对信号电荷为电子且各晶体管为n型晶体管的情况进行说明，但也可以是，信号电荷是空穴hole、各晶体管为p型晶体管。另外，本实施方式在多个光电二极管以及传输晶体管间共用各晶体管的情况下也是有效的。在各数字像素200中，作为光电二极管PD使用埋入型光电二极管PPD。由于在形成光电二极管PD的基板表面上存在因悬空键等缺陷引起的表面能级，因此，通过热能而产生大量的电荷暗电流，导致无法读出正确的信号。在埋入型光电二极管PPD中，通过将光电二极管PD的电荷蓄积部埋入到基板内，能够降低暗电流向信号的混入。光电转换读出部210的传输晶体管TG1-Tr连接在光电二极管PD1与浮置扩散层FD1之间，由通过控制线施加于栅极的控制信号TG进行控制。传输晶体管TG1-Tr在控制信号TG为高H电平的传输期间PT被选择而成为导通状态，将由光电二极管PD1光电转换并蓄积后的电荷电子传输至浮置扩散层FD1。需要说明的是，在光电二极管PD1以及浮置扩散层FD1复位成规定的复位电位之后，传输晶体管TG1-Tr成为控制信号TG为低L电平的非导通状态，光电二极管PD1成为蓄积期间PI，但此时在入射的光的强度量非常高的情况下，超过了饱和电荷量的电荷通过传输晶体管TG1-Tr下的溢出路径作为溢出电荷向浮置扩散层FD1溢出。复位晶体管RST1-Tr连接在电源电压VDD的电源线Vdd与浮置扩散层FD1之间，由通过控制线施加于栅极的控制信号RST进行控制。复位晶体管RST1-Tr在控制信号RST为H电平的复位期间被选择而成为导通状态，将浮置扩散层FD1复位成电源电压VDD的电源线Vdd的电位。对于作为源极跟随元件的源极跟随晶体管SF1-Tr而言，源极与读出节点ND2连接，漏极侧与电源线Vdd连接，栅极与浮置扩散层FD1连接。在读出节点ND2与基准电位VSS例如GND之间连接有作为电流源元件的电流晶体管IC1-Tr的漏极、源极。电流晶体管IC1-Tr的栅极与控制信号VBNPIX的供给线连接。而且，读出节点ND2与AD转换部220的输入部之间的信号线LSGN1由作为电流源元件的电流晶体管IC1-Tr驱动。图4A以及图4B是表示本发明的第一实施方式的数字像素的主要部分即电荷蓄积传输系统的结构例的简要剖视图以及溢出时的电位图。各数字像素单元PXLC形成于具有光L照射的第一基板面1101侧例如背面侧和与该第一基板面1101侧对置的一侧的第二基板面1102侧的半导体基板本例中为第一基板110，并由分离层SPL分离。而且，图4A的数字像素单元PLXC构成为包含形成光电转换读出部210的光电二极管PD1、传输晶体管TG1-Tr、浮置扩散层FD1、复位晶体管RST1-Tr、分离层SPL、以及未图示的滤色器部及微透镜。光电二极管的结构光电二极管PD1包含以相对于具有第一基板面1101侧和与第一基板面1101侧对置的一侧的第二基板面1102侧的半导体基板埋入的方式形成的第一导电型在本实施方式中n型半导体层在本实施方式中n层2101，且形成为具有接收到的光的光电转换功能以及电荷蓄积功能。在光电二极管PD1的与基板的法线正交的方向图中的正交坐标系的X方向上的侧部形成有第二导电型在本实施方式中p型分离层SPL。这样，在本实施方式中，在各数字像素单元PXLC中，使用埋入型光电二极管PPD作为光电二极管PD。由于在形成光电二极管PD的基板表面上存在悬空键等缺陷引起的表面能级，因此，通过热能而产生大量的电荷暗电流，导致无法读出正确的信号。在埋入型光电二极管PPD中，通过将光电二极管PD的电荷蓄积部埋入到基板内，能够降低暗电流向信号的混入。在图4A的光电二极管PD1中，n层第一导电型半导体层2101构成为在基板110的法线方向图中的正交坐标系的Z方向上具有双层结构。在本例中，在第一基板面1101侧形成有n-层2102，在该n-层2102的第二基板面1102侧形成有n层2103，在该n层2103的第二基板面1102侧形成有p+层2104以及p层2105。另外，在n-层2102的第一基板面1101侧形成有p+层2106。p+层2106不仅形成在光电二极管PD1上，还同样形成在分离层SPL以及其他数字像素单元PXLC上。需要说明的是，在该p+层2106的光入射侧形成有滤色器部，此外，在滤色器部的光入射侧以与光电二极管PD1以及分离层SPL的一部分对应的方式形成有微透镜。这些结构为一例，也可以是单层结构，还可以是三层、四层以上的层叠结构。X方向列方向上的分离层的结构在图4A的X方向列方向上的p型分离层SPL中，在光电二极管PD1的与n-层2102相接的一侧且与基板的法线正交的方向图中的正交坐标系的X方向的右侧部，形成有第一p层第二导电型半导体层2107。此外，在p型分离层SPL中的第一p层2107的X方向的右侧，第二p层第二导电型半导体层2108构成为在基板110的法线方向图中的正交坐标系的Z方向上具有双层结构。在本例中，在第二p层2108中，在第一基板面1101侧形成有p-层2109，在该p-层2109的第二基板面1102侧形成有p层2110。这些结构为一例，也可以为单层结构，还可以为三层、四层以上的层叠结构。在p型分离层SPL的第一p层2107以及第二p-层2109的第一基板面1101侧形成有与光电二极管PD1同样的p+层2106。n层2103以延长的方式形成，以使得在p型分离层SPL的第一p层2107的第二基板面1102侧的一部分形成溢出路径OVP。而且，在n层2103的第二基板面1102侧的p层2105上，隔着栅极绝缘膜而形成有传输晶体管TG1-Tr的栅极电极2111。此外，在p型分离层SPL的第一p层2107的第二基板面1102侧形成有成为浮置扩散层FD1的n+层2112，与n+层2112邻接地形成有成为复位晶体管RST1-Tr的沟道形成区域的p层2113，与p层2113邻接地形成有n+层2114。而且，在p层2113上隔着栅极绝缘膜而形成有栅极电极2115。在这样的结构中，在入射的光的强度量非常高的情况下，超过了饱和电荷量的电荷通过传输晶体管TG1-Tr下的溢出路径OVP作为溢出电荷向浮置扩散层FD1溢出。数字像素200的AD转换部220具有如下功能：将由光电转换读出部210输出的模拟的电压信号VSL与具有规定的倾斜度而变化的斜坡波形或固定电压的参考电压VREF进行比较并转换成数字信号。如图3所示，AD转换部220构成为包含比较器COMP221、计数器CNT222、输入侧耦合电容器C221、输出侧的负载电容器C222、以及复位开关SW-RST。比较器221进行如下的比较处理：向作为第一输入端子的反转输入端子-供给从光电转换读出部210的输出缓冲部211输出到信号线LSGN1的电压信号VSL，向作为第二输入端子的非反转输入端子+供给参考电压VREF，对电压信号VST与参考电压VREF进行比较，输出数字化后的比较结果信号SCMP。比较器221在作为第一输入端子的反转输入端子-连接有耦合电容器C221，构成为通过对第一基板110侧的光电转换读出部210的输出缓冲部211与第二基板120侧的AD转换部220的比较器221的输入部进行AC耦合，能够实现低噪声化，在低照度时能够实现高SNR。另外，比较器221在输出端子与作为第一输入端子的反转输入端子-之间连接有复位开关SW-RST，在输出端子与基准电位VSS之间连接有负载电容器C222。基本上，在AD转换部220中，从光电转换读出部210的输出缓冲部211读出到信号线LSGN1的模拟信号电位VSL通过比较器221而与参考电压VREF、例如以具有某种倾斜度的线性或者非线性发生变化的斜率波形即斜坡信号RAMP进行比较。此时，与比较器221同样按照各列配置的计数器222进行动作，使斜坡波形的斜坡信号RAMP与计数器值一边采取一对一的对应一边变化，由此将电压信号VSL转换成数字信号。基本上，AD转换部220将参考电压VREF例如斜坡信号RAMP的变化即电压的变化转换成时间的变化，通过以某一周期时钟对该时间进行计数而转换成数字值。而且，在模拟信号VSL与斜坡信号RAMP参考电压VREF相交时，比较器221的输出反转，使计数器222的输入时钟停止，或者将停止了输入的时钟向计数器222输入，将此时的计数器222的值数据存储于存储器部230，完成AD转换。在以上的AD转换期间结束之后，将各数字像素200的存储器部230所存放的数据信号从输出电路40向未图示的信号处理电路输出，通过规定的信号处理生成二维图像。比较器221中的第一比较处理以及第二比较处理而且，本第一实施方式的AD转换部220的比较器221由读出部60进行驱动控制，以使得在像素信号的读出期间进行如下两次比较处理即第一比较处理以及第二比较处理。在第一比较处理CMPR1中，比较器221在读出部60的控制下，输出针对与在蓄积期间PI从作为光电转换元件的光电二极管PD1溢出到作为输出节点的浮置扩散层FD1的溢出电荷相应的电压信号VSL1的数字化后的第一比较结果信号SCMP1。需要说明的是，也将该第一比较处理CMPR1的动作称为时间戳TSADC模式的动作。在第二比较处理CMPR2中，比较器221在读出部60的控制下，输出针对与在蓄积期间PI后的传输期间PT传输至作为输出节点的浮置扩散层FD1的光电二极管PD1的蓄积电荷相应的电压信号VSL2VSIG的数字化后的第二比较结果信号SCMP2。实际上，在第二比较处理CMPR2中，在针对与蓄积电荷相应的电压信号VSL2VSIG的数字化之前，进行针对与复位时的浮置扩散层FD1的复位电压相应的电压信号VSL2VRST的数字化。需要说明的是，也将该第二比较处理CMPR2的动作称为线性LinADC模式的动作。需要说明的是，在本实施方式中，蓄积期间PI基本上是从光电二极管PD1以及浮置扩散层FD1复位成复位电平开始、到将传输晶体管TG1-Tr切换成导通状态而开始传输期间PT为止的期间。第一比较处理CMPR1的期间PCMPR1是从光电二极管PD1以及浮置扩散层FD1复位成复位电平开始、到开始传输期间PT之前浮置扩散层FD1复位成复位电平为止的期间。第二比较处理CMPR2的期间PCMPR2是浮置扩散层FD1复位成复位电平之后的期间，是包含传输期间PT后的期间在内的期间。这里，对基本的第一比较处理CMPR1进一步详细叙述。图5是用于对本实施方式的比较器221的基本的第一比较处理CMPR1进行说明的图。在图5中，横轴示出时间，纵轴示出作为输出节点的浮置扩散层FD1的电压电平VFD。对于浮置扩散层FD1的电压电平VFD而言，在为复位电平时电荷量最少，电压电平VFD成为最高的电平VFDini。另一方面，在为饱和状态时电荷量多，电压电平VFD成为低的电平VFDsat。按照这样的条件，将比较器221的参考电压VREF1设定为，固定成即将要成为饱和状态前的非饱和状态时的电平的电压VREFsat，或者设定为，从复位电平时的电压电平VREFrst到达电压电平VREFsat的斜坡电压VREFramp。当进行第一比较处理CMPR1时，若将这样的参考电压VREF1设定为VREFsat或VREFramp，则如图5所示，越为入射光的强度高的高照度时，电荷量越多，因此比较器221的输出翻转反转的时间越快。在为最高的照度的例子EXP1的情况下，比较器221的输出在时刻t1立即翻转反转。在为比例子EXP1低的照度的例子EXP2的情况下，比较器221的输出在比时刻t1慢的时刻t2翻转反转。在为比例子EXP2低的照度的例子EXP3的情况下，比较器221的输出在比时刻t2慢的时刻t3翻转反转。这样，比较器221在第一比较处理CMPR1中，输出与在蓄积期间PI的规定期间从光电二极管PD1向浮置扩散层FD1的溢出电荷的量相应的时间对应的第一比较结果信号SCMP1。更具体而言，比较器221，在第一比较处理CMPR1中，能够应对与光电平之间的比较处理，该光电平是从溢出电荷自光电二极管PD1开始向作为输出节点的浮置扩散层FD1溢出的最大采样时间内的与光电二极管PD1的规定的阈值对应的信号电平到在最小采样时间内获得的信号电平为止的光电平。如上所述，时间戳ADC模式中的光转换动作Photoconversionoperation在蓄积期间PI内伴随着光-时间转换Lighttotimeconversion而执行。如图5所示，在非常明亮的光之下，紧随复位活性化期间之后，比较器221的输出状态反转，该光电平对应于在以下的时间说明的饱和信号阱电容。FD饱和量×蓄积时间采样期间+PD饱和量例如假定为，FD饱和：8Ke@150uVe～FD电容的1.1fF，最小采样时间：15nsec，蓄积时间：3msec。在该时间戳ADC动作模式中，如上所述，能够覆盖从溢出电荷自光电二极管PD1开始向作为输出节点的浮置扩散层FD1溢出的最大采样时间内的与光电二极管PD1的规定的阈值对应的信号电平到在最小采样时间内得到的信号电平为止的光电平。图6是用于对本实施方式的比较器221的基本的第一比较处理CMPR1进行说明的图，是用于说明参考电压的另一样式例的图。参考电压VREF可以为图6中由1所示的具有规定的倾斜度而变化的斜坡波形信号RAMP或者图6中由2所示的固定电压DC，另外，也可以为取图6中由3所示的对数log或图6中由4所示的指数函数的值的电压信号。图7是表示向本实施方式的比较器输入了各种参考电压VREF的情况下的光时间转换的状态的图。在图7中，横轴示出采样时间，纵轴示出溢出信号中的估计信号。图7示出与基于所应用的光的性质适应性的溢出电荷信号对应的比较器221反转的采样时间。在图7中，示出相对于各种各样的固定基准电压DC1、DC2、DC3和斜坡基准电压VRAMP反转的采样时间。这里，使用线性基准斜坡。当进行以上的针对饱和溢出电荷的第一比较处理CMPR1的时间戳ADC模式的动作结束时，使浮置扩散层FD1和比较器221复位之后，转移到进行针对非饱和电荷的第二比较处理CMPR2的线性ADC模式的动作。图8是表示本发明的第一实施方式的数字像素中的光响应覆盖范围的图。在图8中示出估计的光转换覆盖范围。在图8中，TC1示出时间戳ADC模式动作下的信号AD转换传递曲线，TC2示出线性ADC模式动作下的信号AD转换传递曲线。时间戳ADC模式能够具有针对非常明亮的光的光响应，因此，线性ADC模式能够具有来自暗电平的光响应。例如，能够实现120dB的动态范围性能。例如，如上所述，光转换范围的饱和信号为900Ke。线性ADC模式是应用了ADC的通常的读出模式动作，因此，从2e的噪声电平覆盖到8Ke的光电二极管PD1与浮置扩散层FD1的饱和为止。线性ADC模式的覆盖范围能够利用追加的开关和电容而扩展到30Ke。图8示出理想地进行与第一比较处理CMPR1相应的第一AD转换传递曲线TC1和与第二比较处理CMPR2相应的第二AD转换传递曲线TC2的合成处理，在两曲线TC1、TC2的接合部接合区域无接合间隙，进行平滑的切换连接的情况。然而，在包括数字像素传感器的CMOS图像传感器中，例如要实时利用在蓄积期间曝光期间从光电二极管溢出的溢出电荷时，在该蓄积期间中，需要始终激活作为源极跟随元件的源极跟随晶体管SF1-Tr的偏置电流和比较器221的偏置电流，有可能功耗变高。另外，实际上，在时间戳ADC模式中，如果要实时利用在蓄积期间曝光期间从光电二极管溢出的溢出电荷，则在该蓄积期间中也会受到浮置扩散层FD1的暗电流及其散粒噪声的影响，比较器221的反转定时有可能变动。因此，有可能产生比较器221的误判定、非敏感性输入范围，作为列整体的图像的偏移的固定模式噪声FPN、AC转换传递曲线产生非线性。因此，在本实施方式中，如之后详述的那样，在第一比较处理中，比第一比较处理开始时延迟地开始将输出缓冲部211的电压信号VSL与参考电压VREF进行比较并且输出数字化后的比较结果信号的AD转换处理。而且，输出缓冲部211的源极跟随元件以及比较器221被供给偏置电流而成为驱动状态，但从第一比较处理的开始到AD转换处理开始为止的期间的规定期间，停止节省偏置电流的供给。另外，在从第一比较处理的开始到AD转换处理开始为止的期间的规定期间，输出节点ND1被复位。由此，在本第一实施方式中，实现低功耗化，抑制去除形成输出节点ND1的浮置扩散层FD1的暗电流的影响，抑制图像劣化并实质上实现宽动态范围化。图9是表示本发明的第一实施方式的存储器部以及输出电路的结构例的图。在比较器221中，将通过第一比较处理CMPR1而对与浮置扩散层FD1的溢出电荷相应的电压信号进行了数字化的第一比较结果信号SCMP1、以及通过第二比较处理CMPR2而对光电二极管PD1的蓄积电荷进行了数字化的第二比较结果信号SCMP2建立关联地，作为数字数据存储于存储器231、232中。存储器部230由SRAM或DRAM构成，被提供数字转换的信号，与光转换码对应，能由像素阵列周边的输出电路40的外部IO缓冲器41读出。图10是表示本发明的第一实施方式的固体摄像装置10中的帧读出时序的一例的图。这里，对固体摄像装置10中的帧读出方式的一例进行说明。在图10中，TS示出时间戳ADC的处理期间，Lin示出线性ADC的处理期间。如上所述，溢出电荷在蓄积期间PI中蓄积于浮置扩散层FD1。时间戳ADC模式在蓄积时间PI中进行动作。实际上，时间戳ADC模式在蓄积期间PI中且在到浮置扩散层FD1被复位为止的期间进行动作。当时间戳ADC模式的动作结束时，转移至线性ADC模式，读出浮置扩散层FD1的复位时的信号VRST并转换数字信号，以使得将数字信号存放于存储器部230。进而，在蓄积期间PI结束后，在线性ADC模式中，读取与光电二极管PD1的蓄积电荷相应的信号VSIG并转换数字信号，以使得将数字信号存放于存储器部230。所读出的帧是通过来自存储器节点的数字信号数据的读出而执行的，并经由具有这种MIPI数据格式的例如输出电路40的IO缓冲器41图9而送至固体摄像装置10图像传感器的外部。能够对所有像素pixel阵列全局地执行该动作。另外，在像素部20中，在所有像素同时地使用复位晶体管RST1-Tr与传输晶体管TG1-Tr对光电二极管PD1进行复位，由此，在所有像素同时并行地开始曝光。另外，在规定的曝光期间蓄积期间PI结束之后，使用传输晶体管TG1-Tr，通过AD转换部220、存储器部230对来自光电转换读出部的输出信号进行采样，由此，在所有像素同时并行地结束曝光。由此，电子地实现了完全的快门动作。垂直扫描电路30根据定时控制电路50的控制，在快门行以及读出行中通过行扫描控制线进行数字像素200的光电转换读出部210的驱动。垂直扫描电路30根据定时控制电路50的控制，向各数字像素200的比较器221供给依照第一比较处理CMPR1、第二比较处理CMPR2而设定的参考电压VREF1、VREF2。另外，垂直扫描电路30按照地址信号，输出进行信号的读出的读取行和对蓄积于光电二极管PD的电荷进行复位的快门行的行地址的行选择信号。输出电路40例如如图9所示那样包含与像素部20的各数字像素200的存储器输出对应而配置的IO缓冲器41，将从各数字像素200读出的数字数据向外部输出。定时控制电路50生成像素部20、垂直扫描电路30、输出电路40等的信号处理所需的定时信号。在本第一实施方式中，读出部60例如在全局快门模式时，进行来自数字像素200的像素信号的读出控制。用于实现低功耗化、抑制FD1的暗电流的影响的第一比较处理期间中的AD转换处理方法以上，对固体摄像装置10的各部分的结构以及功能的概要、特别是像素部20以及数字像素的结构以及功能进行了说明。以下，详细叙述用于实现低功耗化、抑制浮置扩散层FD1的暗电流的影响的第一比较处理期间中的AD转换处理方法等。首先，在对用于实现低功耗化、抑制暗电流的影响的第一比较处理期间中的AD转换处理方法等进行说明之前，对在时间戳ADC模式时基本的第一比较处理中的功耗变高的情况进行考察，并且考察在时间戳ADC模式时浮置扩散层FD1的暗电流对前述基本的第一比较处理造成的影响。在比较器221中，高亮度侧的输入范围不受光电二极管PD1的线性填充阱LinearFillWell限制，但由于被ADC时钟频率限制，因此与线性ADC组合的时间戳ADC能够大幅增加数字像素传感器架构的动态范围。该技术能够成为例如不远的将来的有前景的全局快门技术。但是，由于在时间戳ADC阶段使用溢出技术，因此在该蓄积期间曝光期间中，需要始终激活源极跟随元件的偏置电流和比较器的偏置电流，有可能功耗变高。因为全局快门像素的性质，总消耗电流是各个消耗电流多场的消耗电流，基于像素数。例如，0.1μA像素×1Mpix＝100mA。因此，特别是随着曝光期间的增加例如10ms，由两个偏置电流引起的功耗成为支配性的。另外，在需要将曝光时间蓄积时间延长至例如10ms的情况下，由于浮置扩散层FD1在时间戳ADC阶段使用，因此通过浮置扩散层FD1的暗电流和散粒噪声而产生误判定、非敏感性输入范围，尤其在需要延长曝光时间的情况下，有可能成为有害。通常的3μm像素的浮置扩散层FD1的暗电流，在转换增益gain为200μVel的情况下，在60℃、10ms时为约300el，认为这相当于60mVrms。该变动与约0.3mVrms的比较器comparator复位噪声变动相比非常大。图11是示出时间戳ADC模式期间第一比较处理期间以及线性ADC模式期间第二比较处理期间与源极跟随晶体管的偏置电流以及比较器的偏置电流的关系的时序图。如图11所示，由于在时间戳ADC阶段使用溢出技术，因此在该蓄积期间曝光期间中，需要始终激活源极跟随元件的偏置电流和比较器的偏置电流。由于需要激活所有像素，因此总消耗电流与像素阵列的数量和时间戳ADCTS-ADC的周期成比例。假设像素的源极跟随SF元件的偏置电流和比较器221的偏置电流这两者为0.1μA，则在1Mpixel时，设在时间戳ADCTS-ADC中10ms、在线性ADCLIN-ADC中4μs，从而消耗约100mA。当像素数为20Mpixel时，消耗2A。但是，在功耗与TS-ADC的周期无关，例如始终能够进行4μsADCTS-ADC动作的情况下，若以20Mpixel为例，则平均仅消耗1.6mA，这与上述基本的第一比较处理的TS-ADC的期间中始终流过电流的方法相比小1250x。图12是用于说明在时间戳ADC模式时浮置扩散层FD1的暗电流对前述的基本的第一比较处理造成的影响的图。如图12所示，在不产生浮置扩散层FD1的暗电流的理想状况下，FD电压VFDIR维持在相同的电平，仅溢出电荷产生电压下降。然而，实际上产生浮置扩散层FD1的暗电流，FD电压VFDDC相应地降低。浮置扩散层FD1的暗电流与期间最大为10ms的时间戳ADCTS-ADC期间即第一比较处理期间PCMPR1成比例。因此，比较器221的反转翻转时间的变化受到浮置扩散层FD1的暗电流和散粒噪声的较大影响，有可能在作为列整体的图像的偏移的固定模式噪声FPN、AC转换传递曲线中产生非线性。另外，由于难以从实际的溢出电荷中分离浮置扩散层FD1的暗电流的电荷，因此有时在要接合的第一AC转换传递曲线TC1和第二AD转换传递曲线TC2的接合点AD转换码边界产生接合间隙AD转换码间隙，在该切换区域中未必能够保证直线性线性度。在这样的情况下，不能进行平滑的切换，该不连续点成为噪声，成为所谓的色调跳跃等图像劣化的主要原因。因此，重要的是减小功耗并抑制浮置扩散层FD1的暗电流的影响。图13是用于说明为了实现低功耗、抑制浮置扩散层的暗电流的影响的第一比较处理期间中的AD转换处理方法等的图。在本例的第一比较处理CMPR1的时间戳ADC中，在比第一比较处理CMPR1的开始时TSstr延迟的规定时刻TSadstr开始将输出缓冲部211的电压信号VSLVFD和参考电压VREF1RAMP2进行比较并且输出数字化后的比较结果信号SCMP1的AD转换处理。在图13的例子中，在从紧接第一比较处理期间PCMPR1的结束时TSend之前的4～16μs的时刻TSadstr到结束时TSend为止的期间的最终的处理阶段PPSTG中使用高速的ADC时钟进行单一的AD转换处理。输出缓冲部211的源极跟随元件和比较器221被供给偏置电流而成为驱动状态，但是通过从第一比较处理的开始时TSstr到AD转换处理开始的时刻TSadstr为止的期间的规定的延迟阶段期间PDSTG中的节能期间PPWS，停止节省偏置电流的供给。另外，形成输出节点ND1的浮置扩散层FD1在从第一比较处理CMPR1的开始时TSstr到AD转换处理开始的时刻TSadstr为止的期间的规定的延迟阶段期间PDSTG中被复位。读出部60在AD转换处理的开始时刻TSadstr，将形成输出节点ND1的浮置扩散层FD1复位为复位电平之后，进行对输出缓冲部211的电压信号VSL与参考电压VREF1进行比较的AD转换处理。更具体而言，读出部60在AD转换处理的开始时刻TSadstr，将形成输出节点ND1的浮置扩散层FD1复位为复位电平起到第一比较处理期间PCMPR1的结束时TSend为止，进行比较输出缓冲部211的电压信号VSL与斜坡状的参考电压RAMP1的AD转换处理。需要说明的是，在本第一实施方式中，在从第一比较处理的开始时间TSstr到AD转换处理开始的时间TSadstr为止的期间的预定的延迟阶段期间PDSTG，斜坡状的参考电压RAMP1被固定为相当于饱和时的输出电压信号电平VFDsat的电平。另外，在时间戳TSADC模式的第一比较处理期间PCMPR1中的结束前进行AD转换处理，但在该期间设定的斜坡状的参考电压RAMP1的最终值例如如图13所示那样被设定为99％。该斜坡状子参考电压RAMP的最终值可设置为任意值。然而，参考电压RAMP1的最终值优选在第一比较处理期间PCMPR1的最终阶段中的AD转换处理期间中被设置为即使输出缓冲部211的输出电压信号由于浮置扩散层FD1的暗电流而变化也能够避免比较器221中的误判定的电平。最终值的百分比根据实际的电路条件而不同。如上所述，在该时间戳ADC中的AD转换处理中，将浮置扩散层FD1保持为复位状态，直到时间戳ADCTS-ADC的第一比较处理期间PCMPR1结束前的最后的4～16μs为止。而且，在该4～16μS期间，使用高速ADC时钟进行单一的AD转换处理。由于仅在AD转换处理期间中激活源极跟随偏置电流和比较器comparator偏置电流，因此功耗大幅减少。若设定相同的蓄积时间和AD转换处理期间，则假设在时间戳ADCTS-ADC中10ms的期间、在线性ADCLIN-ADC中4μs的期间，则能够期待11250x的电力削减。另外，通过将浮置扩散层FD1大致始终复位，能够完全除去浮置扩散层FD1的暗电流，4～16μs的最终的处理阶段期间PPSTG的暗电流几乎消失。因此，通过浮置扩散层FD1的暗电流而生成的AD转换码间隙被完全去除。另外，由于在时间戳ADCTS-ADC中的AD转换处理前进行模拟CDS动作，因此能够大幅抑制包含1f噪声或偏移的RTS噪声，能够减少时间戳ADCTS-ADC的噪声读出。以下所示的公式数式1表示定义DRDynamicRange，动态范围的数式模型。[数式1]DR定义另外，以下所示的表1表示如图13所示的本实施方式的时间戳ADC中的AD转换处理的宽动态范围化等的仿真结果。·[表1]线性斜坡法如表1所示，即使时间戳ADCTS-ADC的AD转换处理期间为4μs，也能够通过将ADC时钟周期设为10ns从而实现120dB的动态范围。为了实现更高的动态范围DR，能够使用小于10ns的ADC时钟周期。图14是用于说明为了实现低功耗、抑制浮置扩散层的暗电流的影响的第一比较处理期间中的AD转换处理方法的动作的图，是用于说明光电二极管溢出的情况下的动作的图。图14的A是表示光电二极管PD1的蓄积电荷已满且浮置扩散层FD1处于复位状态的电位图，图14的B是最终的处理阶段中的AD转换处理时的电位图。在图14的A中，在浮置扩散层FD1在时间戳ADCTS-ADC阶段被复位的期间，入射光具有足以使光电二极管PD1充满电荷的强度。由于控制信号RST为H电平且复位晶体管RST1-TR导通，溢出的电荷被排出至电源VDD，因此即使较强的入射光到来，浮置扩散层FD1的暗电流的影响也被排除，从而浮置扩散层FD1的电压电平保持相同的状态。在图14的B中，控制信号RST为L电平，复位晶体管RST1-Tr为截止状态，浮置扩散层FD1的电压VFD与电荷溢出时的入射光电平相应地开始降低。在该阶段，执行时间戳ADCTS-ADC中的AD转换处理。图15是用于说明为了实现低功耗化并抑制浮置扩散层的暗电流的影响的第一比较处理期间中的AD转换处理方法的动作的图，是用于说明光电二极管不溢出的情况下的动作的图。图15的A是表示光电二极管PD的蓄积电荷不满且浮置扩散层FD处于复位状态的电位图，图15的B是最终的处理阶段中的AD转换处理时的电位图。在图15的A中，在浮置扩散层FD1在时间戳ADCTS-ADC阶段被复位的期间，入射光不具有足以使电荷充满光电二极管PD1的强度。由于控制信号RST为H电平且复位晶体管RST1-TR导通，溢出的电荷被排出至电源VDD，因此即使较强的入射光到来，浮置扩散层FD1的暗电流的影响也被排除，从而浮置扩散层FD1的电压电平保持相同的状态。在图15的B中，由于控制信号RST为L电平，复位晶体管RST1-Tr为截止状态，光电二极管PD1不是充满电荷，可以忽略浮置扩散层FD1的暗电流，因此即使复位晶体管RST1-Tr截止，浮置扩散层FD1的电压VFD也不变化。因此，该时间戳ADCTS-ADC的AD转换码为0LSB。如上所述，在本例的第一比较处理CMPR1的时间戳ADC中，在比第一比较处理CMPR1的开始时TSstr延迟的规定时刻TSadstr，开始将输出缓冲部211的电压信号VSLVFD和参考电压VREF1RAMP1进行比较并且输出数字化后的比较结果信号SCMP1的AD转换处理。因此，能够大幅削减时间戳ADCTS-ADC的平均消耗电流。另外，消耗电流与曝光时间TS-ADC周期无关。另外，通过将浮置扩散层FD1大致始终复位，能够完全除去浮置扩散层FD1的暗电流，4～16μs的最终的处理阶段期间PPSTG的暗电流几乎消失。因此，能够完全去除由浮置扩散层FD1的暗电流生成的AD转换码间隙。另外，由于在时间戳ADCTS-ADC中的AD转换处理前进行模拟CDS动作，因此能够大幅抑制包含1f噪声或偏移的RTS噪声，能够减少时间戳ADCTS-ADC的噪声读出。另外，在第一比较处理期间PCMPR1的最终阶段中的AD转换处理期间中设定的斜坡状的参考电压RAMP1的最终值例如被设定为99％。由此，在各子AD转换时，能够避免由于比较器221的时钟馈通与失配而产生错误的比较器221的反转翻转。另外，浮置扩散层FD1在FWC光以上的光入射时被电荷充满。因此，当AD转换处理开始并且电荷立即溢出时，自动取消FWC变动。其结果，能够省略时间戳ADCTS-ADC的偏移校正，能够减轻合成线性ADCLIN-ADC和时间戳ADCTS-ADC的传递函数的信号处理的复杂度。另外，即使时间戳ADCTS-ADC的AD转换处理延迟开始，由于与不从光电二极管PD1溢出的光量相应的电荷的蓄积时间相同，所以不发生线性ADCLIN-ADC中的灵敏度降低。另外，对于从光电二极管PD1溢出的电荷的时间戳ADCTS-ADC，通过使AD转换时钟足够快，也能够以4μs充分地得到高亮度区域的AD转换灰度，能够扩大动态范围。例如，当设为4μm像素且FWC为5000电子、F5.6透镜、最高亮度的太阳光为10万LUX时，成为约100ns从光电二极管PD1溢出电子的计算。在这种情况下，通过使用比100ns快的AD时钟，能够消除溢出的电荷电子的遗漏，得到高亮度区域的细节图像。另外，在不从光电二极管PD1溢出电荷的光量的情况下，即使使时间戳ADCTS-ADC的AD转换处理开始延迟或不延迟，与光电二极管PD1中蓄积的电荷也完全没有关系，因此在之后的线性ADCLIN-ADC中能够得到相同的ADC码。另一方面，在从光电二极管PD1溢出电荷的光量的情况下，使时间戳ADCTS-ADC的AD转换处理开始延迟的期间的电荷量遗漏，但由于这些电荷在AD转换处理开始后再现，所以在线性ADCLIN-ADC和时间戳ADCTS-ADC中不产生编码间隙。固体摄像装置10的层叠结构接下来，对本第一实施方式的固体摄像装置10的层叠结构进行说明。图16是用于对本第一实施方式的固体摄像装置10的层叠结构进行说明的示意图。图17是用于对本第一实施方式的固体摄像装置10的层叠结构进行说明的简要剖视图。本第一实施方式的固体摄像装置10具有第一基板上基板110和第二基板下基板120的层叠结构。固体摄像装置10例如在以晶圆级贴合之后，形成为通过切割而切出的层叠构造的摄像装置。在本例中具有第一基板110和第二基板120层叠的结构。在第一基板110，以其中央部为中心形成像素部20的各数字像素200的光电转换读出部210。在第一基板110的光L的入射侧即第一面111侧形成光电二极管PD，在该光入射侧形成微透镜MCL、滤色器。在第一基板110的第二面侧形成传输晶体管TG1-Tr、复位晶体管RST1-Tr、源极跟随晶体管SF1-Tr、电流晶体管IC1-Tr。如此在本第一实施方式中，在第一基板110基本上行列状形成数字像素200的光电转换读出部210。在第二基板120矩阵状形成各数字像素200的AD转换部220、存储器部230。另外，在第二基板120可以还形成垂直扫描电路30、输出电路40以及定时控制电路50。在这样的层叠结构中，第一基板110的各光电转换读出部210的读出节点ND2和第二基板120的各数字像素200的比较器221的反转输入端子-例如如图3所示那样，分别使用信号线LSGN1、微凸块BMP、通孔Die-to-DieVia等进行电连接。另外，在本实施方式中，第一基板110的各光电转换读出部210的读出节点ND2和第二基板120的各数字像素200的比较器221的反转输入端子-通过耦合电容器C221进行AC耦合。固体摄像装置10的读出动作以上说明了固体摄像装置10的各部的特征性的构成以及功能。接下来，对本第一实施方式的固体摄像装置10的数字像素200的像素信号的读出动作等进行详细说明。图18是用于说明本第一实施方式的固体摄像装置的规定快门模式时的主要是像素部中的读出动作的时序图。图19是表示用于说明本第一实施方式的固体摄像装置的规定快门模式时的主要是像素部中的读出动作的动作时序以及电位转移的图。首先，当开始读出动作时，如图18以及图19的A所示，进行使各数字像素200的光电二极管PD1以及浮置扩散层FD1复位的全局复位。在全局复位中，在所有像素同时地将复位晶体管RST1-Tr与传输晶体管TG1-Tr保持为规定期间导通状态，使光电二极管PD1以及浮置扩散层FD1复位。而且，在所有像素同时地将复位晶体管RST1-Tr与传输晶体管TG1-Tr切换成非导通状态，在所有像素同时并行地开始曝光、即电荷的蓄积。而且，如图18以及图19的B所示，开始针对溢出电荷的时间戳TSADC模式的动作。溢出电荷在蓄积期间PI中蓄积于浮置扩散层FD1。时间戳ADC模式在蓄积时间PI中进行动作，具体而言，在蓄积期间PI中且在到浮置扩散层FD1被复位为止的期间进行动作。在时间戳TSADC模式中，在光电转换读出部210中，对应于AD转换部220的第一比较处理期间PCMPR1，输出与在蓄积期间PI从光电二极管PD1溢出到作为输出节点的浮置扩散层FD1的溢出电荷相应的电压信号VSL1。而且，在AD转换部220的比较器221中进行第一比较处理CMPR1。在第一比较处理的时间戳ADC中，在比第一比较处理CMPR1的开始时TSstr延迟的规定时刻TSadstr开始将输出缓冲部211的电压信号VSLVFD与参考电压VREF1RAMP1进行比较并且输出数字化后的比较结果信号SCMP1的AD转换处理。但是，通过从第一比较处理的开始时TSstr到AD转换处理开始的时刻TSadstr之间的规定的延迟阶段期间PDSTG中的节能期间PPWS，停止节省偏置电流。另外，形成输出节点ND1的浮置扩散层FD1在从第一比较处理CMPR1的开始时TSstr到AD转换处理开始的时刻TSadstr之间的规定的延迟阶段期间PDSTG中被复位。而且，在读出部60的控制下，在AD转换处理的开始时刻TSadstr，将形成输出节点ND1的浮置扩散层FD1复位为复位电平后，进行对输出缓冲部211的电压信号VSL与参考电压VREF1进行比较的AD转换处理。更具体而言，在读出部60的控制下，在AD转换处理的开始时刻TSadstr，将输出节点复位为复位电平起到第一比较处理期间PCMPR1的结束时TSend为止，进行比较输出缓冲部211的电压信号VSL与斜坡状的参考电压RAMP1的AD转换处理。此时，例如，在从紧接第一比较处理期间PCMPR1的结束时TSend之前的4～16μs的时刻TSadstr到结束时TSend为止的期间的最终的处理阶段PPSTG中使用高速的ADC时钟进行单一的AD转换处理。从比较器221输出各第一比较结果信号SCMP1，与第一比较结果信号SCMP1对应的数字数据被存储在存储部230的存储器231中。接下来，如图18以及图19的C所示，针对溢出电荷的时间戳TSADC模式的动作结束，转移到线性ADC模式，向浮置扩散层FD1的复位期间PR2转移。在复位期间PR2，将复位晶体管RST1-Tr保持为规定期间导通状态，使浮置扩散层FD1复位。读出浮置扩散层FD1的复位时的信号VRST并将数字信号存放于存储器部230的存储器232。而且，将复位晶体管RST1-Tr切换为非导通状态。在这种情况下，蓄积期间PI继续。接下来，如图18以及图19的D所示，蓄积期间PI结束，向传输期间PT转移。在传输期间PT，将传输晶体管TG1-Tr保持为规定期间导通状态，将光电二极管PD1的蓄积电荷传输至浮置扩散层FD1。在线性LinADC模式中，在光电转换读出部210中，与AD转换部220的第二比较处理期间PCMPR2对应地，输出与在蓄积期间PI结束后从光电二极管PD1传输至作为输出节点的浮置扩散层FD1的蓄积电荷相应的电压信号VSL2。而且，在AD转换部220的比较器221中进行第二比较处理CMPR2。在比较器221中，在读出部60的控制下，输出针对电压信号VSL2的数字化后的第二比较结果信号SCMP2，该电压信号VSL2是与在蓄积期间PI后从光电二极管PD1传输至作为输出节点的浮置扩散层FD1的蓄积电荷相应的信号，与第二比较结果信号SCMP2相应的数字数据被存放于存储器部230的存储器232。在存储器部230中读出的信号是通过来自存储器节点的数字信号数据的读出而执行的，并经由具有这种MIPI数据格式的例如输出电路40的IO缓冲器41而送至固体摄像装置10图像传感器的外部。能够对所有像素pixel阵列全局地执行该动作。如上所述，根据本第一实施方式，固体摄像装置10在像素部20中包含光电转换读出部210、AD转换部220以及存储器部230作为数字像素，构成为具有全局快门的动作功能的例如层叠型的CMOS图像传感器。在本第一实施方式的固体摄像装置10中，各数字像素200具有AD转换功能，AD转换部220具有进行将通过光电转换读出部210读出的电压信号和参考电压进行比较并且输出数字化的比较结果信号的比较处理的比较器221。而且，比较器221在读出部60的控制下进行第一比较处理CMPR1和第二比较处理CMPR2，在该第一比较处理CMPR1中，输出针对与在蓄积期间从光电二极管PD1溢出到输出节点浮置扩散层FD1的溢出电荷相应的电压信号的数字化后的第一比较结果信号SCMP1，在该第二比较处理CMPR2中，输出针对与在蓄积期间后的传输期间传输至浮置节点FD1输出节点的光电二极管PD1的蓄积电荷相应的电压信号的数字化后的第二比较结果信号SCMP2。而且，在第一比较处理的时间戳ADC中，比第一比较处理开始时延迟地开始将输出缓冲部211的电压信号VSL与参考电压VREF进行比较并且输出数字化后的比较结果信号的AD转换处理。而且，输出缓冲部211的源极跟随元件和比较器221被供给偏置电流而成为驱动状态，但从第一比较处理的开始到AD转换处理开始为止的期间的规定期间，停止节省偏置电流的供给。此外，在从第一比较处理的开始到AD转换处理开始为止的期间的规定期间，输出节点ND1被复位。因此，根据本第一实施方式的固体摄像装置10，能够实时利用蓄积期间从光电二极管溢出的电荷，实现低功耗化，并且抑制浮置扩散层FD1的暗电流的影响，因此能够抑制图像劣化并且实质上实现宽动态范围化、高帧频化。另外，根据本第一实施方式，能够实质上实现宽动态范围化、高帧频化，而且能够实现低噪声化，能够最大限度地扩大有效像素区域，能够最大限度地提高单位成本的价值。如上所述，根据本第一实施方式，在本例的第一比较处理CMPR1的时间戳ADC中，在比第一比较处理CMPR1的开始时TSstr延迟的规定时刻TSadstr，开始将输出缓冲部211的电压信号VSLVFD和参考电压VREF1RAMP1进行比较并且输出数字化后的比较结果信号SCMP1的AD转换处理。因此，能够大幅削减时间戳ADCTS-ADC的平均消耗电流。另外，通过将浮置扩散层FD1大致始终复位，能够完全去除浮置扩散层FD1的暗电流，最终的处理阶段期间PPSTG的暗电流几乎消失。因此，能够完全去除由浮置扩散层FD1的暗电流生成的AD转换码间隙。另外，由于在时间戳ADCTS-ADC中的AD转换处理前进行模拟CDS动作，因此能够大幅抑制包含1f噪声或偏移的RTS噪声，能够减少时间戳ADCTS-ADC的噪声读出。另外，在第一比较处理期间PCMPR1的最终阶段中的AD转换处理期间中设定的斜坡状的参考电压RAMP1的最终值例如被设定为99％。由此，在各子AD转换时，能够避免由于比较器221的时钟馈通与失配而产生错误的比较器221的反转翻转。另外，根据本第一实施方式，即使时间戳ADCTS-ADC的AD转换处理延迟而开始，由于与不从光电二极管PD1溢出的光量相应的电荷的蓄积时间相同，因此具有不会发生线性ADCLIN-ADC的灵敏度降低的优点。另外，对于从光电二极管PD1溢出的电荷的时间戳ADCTS-ADC，也能够通过使AD转换时钟足够快，从而以4μs充分地得到高亮度区域的AD转换灰度，能够扩大动态范围，具有能够得到高亮度区域的细节图像的优点。另外，在不从光电二极管PD1溢出电荷的光量的情况下，即使使时间戳ADCTS-ADC的AD转换处理开始延迟或不延迟，与光电二极管PD1中蓄积的电荷也完全没有关系，因此在之后的线性ADCLIN-ADC中能够得到相同的ADC码。另一方面，在从光电二极管PD1溢出电荷的光量的情况下，使时间戳ADCTS-ADC的AD转换处理开始延迟的期间的电荷量遗漏，但由于这些电荷在AD转换处理开始后再现，因此具有在线性ADCLIN-ADC和时间戳ADCTS-ADC中不会产生码间隙的优点。另外，根据本第一实施方式的固体摄像装置10，能够防止结构的复杂化，并且防止布局上的面积效率的降低。另外，本第一实施方式的固体摄像装置10具有第一基板上基板110和第二基板下基板120的层叠结构。因此，在本第一实施方式中，通过基本上仅由NMOS系的元件形成第一基板110侧、以及通过像素阵列最大限度地扩大有效像素区域，能够最大限度地提高单位成本的价值。第二实施方式图20是用于对本发明的第二实施方式的固体摄像装置进行说明的图，是示出时间戳ADC模式动作与线性ADC模式动作的选择处理的一例的图。本第二实施方式的固体摄像装置10A与上述的第一实施方式的固体摄像装置10的不同点如下。在第一实施方式的固体摄像装置10中，连续地进行时间戳TSADC模式动作和线性LinADC模式动作。与此相对，在本第二实施方式的固体摄像装置10A中，能够根据照度而选择性地进行时间戳TSADC模式动作和线性LinADC模式动作。在图20的例子中，在通常的照度的情况下ST1，连续地进行时间戳ADC模式动作和线性ADC模式动作ST2。在不为通常的照度而为非常极高的照度的情况下ST1、ST3，电荷从光电二极管PD1向浮置扩散层FD1溢出的概率高，因此，仅进行时间戳ADC模式动作ST4，在不为通常的照度也不为非常极高的照度而为非常极低的照度的情况下ST1、ST3、ST5，电荷从光电二极管PD1向浮置扩散层FD1溢出的概率非常低，因此，仅进行线性ADC模式动作ST6。根据本第二实施方式，能够获得与上述第一实施方式的效果同样的效果，此外还能够实现读出处理的高速化、低功耗化。第三实施方式图21是表示本发明的第三实施方式的固体摄像装置10B中的帧读出时序的一例的图。在图21中，TS表示时间戳ADC。图22是示出向本第三实施方式的比较器输入了参考电压的情况下的光时间转换的状态的图。在图22中，横轴示出采样时间，纵轴示出溢出信号中的估计信号。需要说明的是，这里所谓的溢出信号，是使传输晶体管TG1-Tr为导通状态来未在光电二极管PD1蓄积电荷为条件非溢出而估计的信号。图22示出基于运用的光的性质适应性的与非溢出电荷信号对应的比较器221进行反转的采样时间。图23A以及图23B是表示本第三实施方式中的数字码与基于光转换的电荷量之间的关系的图。图23A示出使用了线性的斜坡信号的情况下的特性，图23B示出使用了对数信号的情况下的特性。在图23A以及图23B中示出：针对256码的15n采样3usec蓄积时间；关于线性斜坡参考电压的150uVe10mV-800mV。在本第三实施方式中，读出部60对比较器221进行控制，使得：即便在蓄积期间不从光电二极管PD1向作为输出节点的浮置扩散层FD1溢出的情况下，也通过第一比较处理CMPR1，输出针对与电荷相应的电压信号VSL的数字化后的第一比较结果信号SCMP1。在本第三实施方式中，能够实现良好的转换处理，并能够根据情况来实现86dB的动态范围性能。第四实施方式图24是表示本发明的第四实施方式的固体摄像装置的像素的结构例的图。本第四实施方式的固体摄像装置10C与上述的第一实施方式的固体摄像装置10的不同点如以下那样。在本第四实施方式的固体摄像装置10C中，作为电流源的电流晶体管IC1-Tr不配置在第一基板110侧而是配置在例如第二基板120侧的AD转换部220的输入侧。根据本第四实施方式，能得到与上述的第一实施方式的效果同样的效果。以上说明的固体摄像装置10、10A、10B、10C能够在数码相机、摄影机、便携终端或监视用摄像头、医疗用内窥镜用摄像机等电子设备中用作摄像器件。图25是表示搭载了运用本发明的实施方式的固体摄像装置的摄像机系统的电子设备的结构的一例的图。如图25所示，本电子设备300具有能够应用本实施方式的固体摄像装置10的CMOS图像传感器310。进而，电子设备300具有将入射光引导到该CMOS图像传感器310的像素区域对被摄体像进行成像的光学系统透镜等320。电子设备300具有对CMOS图像传感器310的输出信号进行处理的信号处理电路PRC330。信号处理电路330对CMOS图像传感器310的输出信号实施规定的信号处理。由信号处理电路330处理过的图像信号作为动态图像在由液晶显示器等构成的监视器显示，或者还能在打印机输出，另外还能直接记录于存储卡等记录介质等，能够实现各种方式。如上述那样，通过搭载前述的固体摄像装置10、10A、10B、10C作为CMOS图像传感器310，能提供高性能、小型、低成本的摄像机系统。并且能实现在摄像机的设置的要件中有安装尺寸、能连接电缆根数、电缆长度、设置高度等制约的用途中使用的例如监视用摄像头、医疗用内窥镜用摄像机等电子设备。

权利要求：1.一种固体摄像装置，具有：像素部，配置有进行光电转换的像素；以及读出部，从所述像素部的所述像素读出像素信号，所述像素包含：光电转换元件，在蓄积期间蓄积通过光电转换而生成的电荷；传输元件，能够在所述蓄积期间后的传输期间对蓄积于所述光电转换元件的电荷进行传输；由浮置扩散层形成的输出节点，通过所述传输元件来传输由所述光电转换元件蓄积的电荷；输出缓冲部，将所述输出节点的电荷转换成与电荷量相应的电压信号，并输出转换后的电压信号；以及比较器，进行比较处理，在该比较处理中，对所述输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较，输出数字化后的比较结果信号，所述比较器在所述读出部的控制下进行第一比较处理和第二比较处理，在该第一比较处理中，输出针对与在所述蓄积期间从所述光电转换元件溢出到所述输出节点的溢出电荷相应的所述电压信号的数字化后的第一比较结果信号，在该第二比较处理中，输出针对与在所述蓄积期间后的所述传输期间传输至所述输出节点的所述光电转换元件的蓄积电荷相应的所述电压信号的数字化后的第二比较结果信号，在所述第一比较处理中，比该第一比较处理开始时延迟地开始AD转换处理，在该AD转换处理中，将所述输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较，输出数字化后的比较结果信号，其中，所述AD表示模拟数字。2.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，所述输出缓冲部以及所述比较器被供给偏置电流而成为驱动状态，在从所述第一比较处理的开始到所述AD转换处理开始为止的期间的规定期间，停止偏置电流的供给。3.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，所述输出节点在从所述第一比较处理的开始到所述AD转换处理开始为止的期间的规定期间被复位。4.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，所述读出部在所述AD转换处理的开始时刻，至少将所述输出节点复位为复位电平后进行对所述输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较的AD转换处理。5.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，所述读出部在所述AD转换处理的开始时刻至少从将所述输出节点复位到复位电平起到所述第一比较处理期间的结束为止，进行对所述输出缓冲部的电压信号和斜坡状的参考电压进行比较的AD转换处理。6.根据权利要求5所述的固体摄像装置，其中，所述斜坡状的参考电压在从所述第一比较处理的开始到所述AD转换处理开始为止的期间的规定期间被固定为与饱和时的所述输出电压信号电平相当的电平。7.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，所述参考电压的最终值被设定为在AD转换处理期间中即使所述输出缓冲部的输出电压信号由于所述输出节点的暗电流而变化也能够避免所述比较器中的误判定的电平。8.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，所述比较器在所述第一比较处理中输出与对应于所述溢出电荷的量的时间对应的所述第一比较结果信号，并且能够对应于从所述溢出电荷开始从所述光电转换元件向所述输出节点溢出的最大采样时间内的所述光电转换元件的信号电平到在最小采样时间得到的信号电平为止的光电平。9.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，所述蓄积期间是从将所述光电转换元件以及所述输出节点复位为复位电平起到所述传输元件切换为导通状态而开始所述传输期间为止的期间，所述第一比较处理的期间，是从所述光电转换元件和所述输出节点被复位为复位电平起，在所述传输期间开始之前，所述输出节点被复位为复位电平为止的期间，所述第二比较处理的期间，是所述输出节点被复位为复位电平之后的期间，包含所述传输期间后的期间。10.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，所述读出部进行控制，使得根据照度来选择性地进行所述第一比较处理和所述第二比较处理。11.根据权利要求10所述的固体摄像装置，其中，所述读出部，在通常的照度的情况下，控制为进行所述第一比较处理和所述第二比较处理，在相较于通常的照度为高照度的情况下，控制为进行所述第一比较处理，在相较于通常的照度为低照度的情况下，控制为进行所述第二比较处理。12.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，所述读出部对所述比较器进行控制，使得即使在所述蓄积期间没有从所述光电转换元件向所述输出节点溢出的情况下，也通过所述第一比较处理，输出针对与电荷相应的所述电压信号的数字化后的第一比较结果信号。13.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，所述像素包含：浮置扩散层，作为所述输出节点；以及复位元件，在复位期间将所述浮置扩散层复位为规定的电位，所述输出缓冲部包含：源极跟随元件，将所述浮置扩散层的电荷转换成与电荷量相应的电压信号，并输出转换后的信号；以及电流源，与所述源极跟随元件的源极连接。14.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，所述比较器，在第一输入端子供给所述输出缓冲部的所述电压信号，在第二输入端子供给所述参考电压，在向所述第一输入端子的所述电压信号的供应线连接有耦合电容器。15.根据权利要求14所述的固体摄像装置，其中，所述比较器，在输出端子与所述第一输入端子之间连接有复位开关，在所述输出端子侧连接有负载电容器。16.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，所述固体摄像装置包含：第一基板；以及第二基板，所述像素包含：存储部，存储与所述比较器的比较结果信号对应的数据，所述第一基板和所述第二基板具有通过连接部连接的层叠结构，在所述第一基板，至少形成所述像素的所述光电转换元件、所述传输元件、所述输出节点以及输出缓冲部，在所述第二基板，至少形成所述比较器、所述存储部以及所述读出部的至少一部分。17.根据权利要求16所述的固体摄像装置，其中，所述像素包含：浮置扩散层，作为所述输出节点；以及复位元件，在复位期间将所述浮置扩散层复位为规定的电位，所述输出缓冲部包含：源极跟随元件，将所述浮置扩散层的电荷转换成与电荷量相应的电压信号，并输出转换后的信号；以及电流源，与所述源极跟随元件的源极连接，所述浮置扩散层、所述复位元件以及所述源极跟随元件形成在所述第一基板上，所述电流源形成在所述第一基板或所述第二基板。18.一种固体摄像装置的驱动方法，所述固体摄像装置具有：像素部，配置有进行光电转换的像素；以及读出部，从所述像素部的所述像素读出像素信号，所述像素包含：光电转换元件，在蓄积期间蓄积通过光电转换而生成的电荷；传输元件，能够在所述蓄积期间后的传输期间对蓄积于所述光电转换元件的电荷进行传输；由浮置扩散层形成的输出节点，通过所述传输元件来传输由所述光电转换元件蓄积的电荷；输出缓冲部，将所述输出节点的电荷转换成与电荷量相应的电压信号，并输出转换后的电压信号；以及比较器，进行比较处理，在该比较处理中，对所述输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较，输出数字化后的比较结果信号，在所述固体摄像装置的驱动方法中，在读出所述像素的像素信号的情况下，在所述比较器中，在所述读出部的控制下进行第一比较处理并且进行第二比较处理，在该第一比较处理中，输出针对与在所述蓄积期间从所述光电转换元件溢出到所述输出节点的溢出电荷相应的所述电压信号的数字化后的第一比较结果信号，在该第二比较处理中，输出针对与在所述蓄积期间后的所述传输期间传输至所述输出节点的所述光电转换元件的蓄积电荷相应的所述电压信号的数字化后的第二比较结果信号，在所述第一比较处理中，比该第一比较处理开始时延迟地开始AD转换处理，在该AD转换处理中，将所述输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较，输出数字化后的比较结果信号，其中，所述AD表示模拟数字。19.一种电子设备，具有：固体摄像装置；和光学系统，在所述固体摄像装置成像被摄体像，所述固体摄像装置具有：像素部，配置有进行光电转换的像素；读出部，从所述像素部的所述像素读出像素信号，所述像素包含：光电转换元件，在蓄积期间蓄积通过光电转换而生成的电荷；传输元件，能够在所述蓄积期间后的传输期间对蓄积于所述光电转换元件的电荷进行传输；由浮置扩散层形成的输出节点，通过所述传输元件来传输由所述光电转换元件蓄积的电荷；输出缓冲部，将所述输出节点的电荷转换成与电荷量相应的电压信号，并输出转换后的电压信号；以及比较器，进行比较处理，在该比较处理中，对所述输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较，输出数字化后的比较结果信号，所述比较器在所述读出部的控制下进行第一比较处理和第二比较处理，在该第一比较处理中，输出针对与在所述蓄积期间从所述光电转换元件溢出到所述输出节点的溢出电荷相应的所述电压信号的数字化后的第一比较结果信号，在该第二比较处理中，输出针对与在所述蓄积期间后的所述传输期间传输至所述输出节点的所述光电转换元件的蓄积电荷相应的所述电压信号的数字化后的第二比较结果信号，在所述第一比较处理中，比该第一比较处理开始时延迟地开始AD转换处理，在该AD转换处理中，将所述输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较，输出数字化后的比较结果信号，其中，所述AD表示模拟数字。

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