申请/专利权人：合肥工业大学

申请日：2023-07-21

公开（公告）日：2024-03-26

公开（公告）号：CN117013714B

主分类号：H02J50/12

分类号：H02J50/12;H02M1/00;H02M1/08;H02M3/335

优先权：

专利状态码：有效-授权

法律状态：2024.03.26#授权;2023.11.24#实质审查的生效;2023.11.07#公开

摘要：本发明公开了一种LCCLCC型双向无线充电系统效率的优化方法，属于电动汽车无线充电领域。该优化方法包括原边侧和副边侧H桥电路控制设计，导通角的调整和原副边驱动信号之间相位差的调整等步骤。针对基于对称三移相调制策略的双向LCCLCC无线充电系统在输出功率下降的过程中，其功率因数和效率随之严重下降的问题，本发明在不改变拓扑结构的基础上，提出了一种基于LCCLCC型双向无线电能传输系统的优化方法，该方法在实现软开关的同时，可显著减小原副边的基波电压外移相角，从而有效提高系统的功率因数和运行效率。

主权项：1.一种LCCLCC型双向无线充电系统效率的优化方法，所述LCCLCC型双向无线充电系统包括原边侧直流电源E1、副边侧直流电源E2和双向无线充电模块；所述双向无线充电模块包括原边侧滤波电容C10、原边侧H桥电路、原边侧补偿网络、原边侧发射线圈L*1、副边侧接受线圈L*2、副边侧补偿网络、副边侧H桥电路、副边侧滤波电容C20；所述原边侧滤波电容C10与原边侧直流电源E1的正负母线并联，所述副边侧滤波电容C20与副边侧直流电源E2的正负母线并联；所述原边侧H桥电路包括4个带反向并联二极管的开关管，分别记为开关管SP1、开关管SP2、开关管SP3和开关管SP4，其中，开关管SP1的发射极和开关管SP2的集电极串联组成原边侧第一桥臂，且开关管SP1的发射极和开关管SP2的集电极的接点记为原边侧第一桥臂中点A，开关管SP3的发射极和开关管SP4的集电极串联组成原边侧第二桥臂，且开关管SP3的发射极和开关管SP4的集电极的接点记为原边侧第二桥臂中点B；所述原边侧第一桥臂、原边侧第二桥臂并联在原边侧直流电源E1的正负直流母线之间；所述原边侧补偿网络包括原边侧谐振电感L*f1、原边侧谐振电容C*f1和原边侧补偿电容C*1；原边侧谐振电感L*f1的输入端与原边侧第一桥臂中点A连接，原边侧谐振电感L*f1的输出端串联原边侧补偿电容C*1后与原边侧发射线圈L*1的输入端连接，原边侧发射线圈L*1的输出端与原边侧第二桥臂中点B连接；原边侧谐振电容C*f1的一端接入原边侧谐振电感L*f1和原边侧补偿电容C*1之间、另一端与原边侧第二桥臂中点B连接；所述副边侧H桥电路包括4个带反向并联二极管的开关管，分别记为开关管Ss1、开关管Ss2、开关管Ss3和开关管Ss4，其中，开关管Ss1的发射极和开关管Ss2的集电极串联组成副边侧第一桥臂，且开关管SS1的发射极和开关管Ss2的集电极的接点记为副边侧第一桥臂中点a，开关管Ss3的发射极和开关管Ss4的集电极串联组成副边侧第二桥臂，且开关管Ss3的发射极和开关管Ss4的集电极的接点记为副边侧第二桥臂中点b；所述副边侧第一桥臂、副边侧第二桥臂并联在副边侧直流电源E2的正负直流母线之间；所述副边侧补偿网络包括副边侧谐振电感L*f2、副边侧谐振电容C*f2和副边侧补偿电容C*2；副边侧谐振电感L*f2的输入端与副边侧第一桥臂中点a连接，副边侧谐振电感L*f2的输出端串联一个副边侧补偿电容C*2后与副边侧接受线圈L*2的输入端连接，副边侧接受线圈L*2的输出端与副边侧第二桥臂中点b连接；副边侧谐振电容C*f2的一端接入副边侧谐振电感L*f2和副边侧补偿电容C*2之间、另一端与副边侧第二桥臂中点b连接；所述原边侧发射线圈L*1的输出端与原边侧第二桥臂中点B连接，副边侧接受线圈L*2的输出端与副边侧第二桥臂中点b连接；副边侧接受线圈L*2通过互感M*接收原边侧发射线圈L*1发射的电磁场，并转化为电能；其特征在于，将LCCLCC型双向无线充电系统记为系统，设定系统中所有开关管频率f均相同，记系统运行角频率为ω，ω＝2πf；设定系统死区时间td，设定开关管等效输出结电容的容值Coss；所述优化方法包括以下步骤：步骤1，原边侧H桥电路控制设计将开关管SP1、开关管SP2、开关管SP3和开关管SP4的驱动信号分别记为驱动信号QP1、驱动信号QP2、驱动信号QP3和驱动信号QP4；当系统运行到大于14最大输出功率的区域时，驱动信号QP1的占空比保持0.5不变，驱动信号QP2与驱动信号QP1互补导通，驱动信号QP4与驱动信号QP3互补导通，驱动信号QP3上升沿滞后于驱动信号QP1上升沿，记该滞后时间为第一滞后时间tp1，tp1＝1f；将开关管SP3的导通角记为第一导通角α；步骤2，副边侧H桥电路控制设计将开关管Ss1、开关管Ss2、开关管Ss3和开关管Ss4的驱动信号分别记为驱动信号Qs1、驱动信号Qs2、驱动信号Qs3和驱动信号Qs4；当系统运行到大于14最大输出功率的区域时，驱动信号Qs1的占空比保持0.5不变，驱动信号Qs2与驱动信号Qs1互补导通，驱动信号QP4与驱动信号QP3互补导通，驱动信号Qs3上升沿滞后于驱动信号Qs1上升沿，将该滞后时间记为第二滞后时间ts1，其表达式如下： 其中，β为开关管Ss3的导通角，并记为第二导通角β；步骤3，第二导通角β的调节通过一个电流传感器对流过副边侧直流电源E2的电流进行N次采样，得到N个电流值，对N个电流值求平均值得到流过副边侧直流电源E2的电流平均值并记为副边侧平均电流Ioavg；利用PI控制器对第二导通角β进行调节，其表达式如下：β＝KpIoref-Ioavg+KiIoref-Ioavg其中，Kp为电流环比例调节系数，Ki为电流环积分调节系数，Ioref为副边侧流过E2的电流指令值；步骤4，第一导通角α的调节给出第一导通角α和第二导通角β的关系式，如下： 其中，U1为原边侧直流电源E1的电压值，U2为副边侧直流电源E2的电压值，G为最优基波电压比；利用第一导通角α和第二导通角β的关系式进行两个导通角的调整，规则为：若两个导通角中的一个值达到π，则达到π的导通角保持不变，另一个导通角继续增加以达到指定输出功率要求，最大值为π；所述最优基波电压比G的表达式为： 式中，RL1为原边侧发射线圈L*1的寄生电阻值，RL2为副边侧接受线圈L*2的寄生电阻值，RLf1为原边侧谐振电感L*f1的寄生电阻值，RLf2为副边侧谐振电感L*f2的寄生电阻值，Cf1为原边侧谐振电容C*f1的电容容值，Cf2为副边侧谐振电容C*f2的电容容值；步骤5，驱动信号Qp1与驱动信号Qs1相位差的调节步骤5.1，求解实现软开关时的最优原边基波电压外移相偏差值Δθ1和最优副边基波电压外移相偏差值Δθ2，其计算式分别为： 其中，It1为驱动信号QP1上升沿时刻的最小电流设定值，It2为驱动信号Qs1下降沿时刻的最小电流设定值，A1为原边基波电压幅值比，A2为副边基波电压幅值比，为原边基波电压滞后驱动信号QP1的角度，为副边基波电压滞后驱动信号Qs1的角度，L1为原边侧发射线圈L*1的电感值，L2为副边侧接受线圈L*2的电感值，Lf1为原边侧谐振电感L*f1的电感值，Lf2为副边侧谐振电感L*f2的电感值，C1为原边侧补偿电容C*1的电容值，C2为副边侧补偿电容C*2的电容值，M为互感M*的互感值，其中，Lf1、L1、Cf1、C1满足关系式： Lf2、L2、Cf2、C2满足关系式： 所述驱动信号QP1上升沿时刻的最小电流设定值It1，驱动信号Qs1下降沿时刻的最小电流设定值It2的计算式分别为： 所述原边基波电压幅值比A1，副边基波电压幅值比A2的计算式分别为： 所述原边基波电压滞后驱动信号QP1的角度副边基波电压滞后驱动信号Qs1的角度的计算式分别为： 步骤5.2，引入系统最优基波电压外移相偏差值Δθ*，其表达式为：Δθ*＝max{Δθ1，Δθ2，0°}计算得到驱动信号Qs1上升沿滞后于驱动信号QP1上升沿的最优相位ε，

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百度查询： 合肥工业大学 一种LCC/LCC型双向无线充电系统效率的优化方法

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