申请/专利权人：南京航空航天大学

申请日：2019-03-29

公开（公告）日：2024-04-02

公开（公告）号：CN110380637B

主分类号：H02M7/5387

分类号：H02M7/5387;H02J3/38;H02J3/01

优先权：

专利状态码：有效-授权

法律状态：2024.04.02#授权;2022.02.01#实质审查的生效;2019.10.25#公开

摘要：临界电流模式通过控制电感电流工作于临界连续状态可实现逆变器开关器件的软开关，但传统的单极性和双极性调制策略下均存在一些缺陷：单极性调制策略下逆变器在电网电压过零点处由于开关频率过低穿越过LCL滤波器的谐振频率点从而导致严重的电流振荡问题影响输出电流质量；双极性调制策略下开关频率较高且所有开关管均高频动作导致效率难以进一步提升。本发明通过在一个开关周期内同时采用单极性与双极性两种调制策略实现了逆变器开关频率的自由调控，并给出了一种基于临界电流模式的单相全桥逆变器的新型控制方案，保证逆变器高效率运行的同时提高了输出电流质量，并拓宽了临界电流模式下逆变器无功输出的功能。

主权项：1.一种基于临界电流模式的全桥逆变器的混合调制方法，其特征在于：主电路拓扑采用全桥逆变电路和LCL滤波器，包括直流输入源VDC、四个开关管Q1、Q2、Q3、Q4、逆变侧电感Lf、网侧电感Lo、输出电容Co以及电网负载Vg；控制电感电流工作于临界连续状态，在电感电流下降阶段通过续流开关管的交替实现了两种调制策略的切换，由单极性调制策略切换为双极性调制策略，并通过控制两种调制策略的作用时间之比进行开关频率的调控；在电网电压过零区域|sinωt|≤a,0＜a≤0.1采用双极性调制策略确保开关频率不会低于LCL滤波器谐振频率点而引起电流振荡，提升输出电流质量，在非过零区域|sinωt|0.1采用单极性调制策略保证逆变器高效运行。

全文数据：一种基于临界电流模式的全桥逆变器的混合调制策略及其控制方案技术领域本发明公开了一种基于临界电流模式的全桥逆变器的调制策略及其控制方案，属于电力电子变换器技术领域。背景技术光伏并网逆变器作为光伏发电系统中最核心的装置，在新能源发电和电能变换等场合具有广泛的应用。高效率、高功率密度、高可靠性、低成本、多功能是目前逆变器发展的主要目标。提高开关频率可以减小无源器件的体积，进而可以提高并网逆变器的功率密度。然而，提高开关频率不仅会增加开关损耗，还会带来较大的电磁干扰。软开关技术的应用会大大降低开关损耗，能有效提高开关频率，减小逆变器体积与成本，保证逆变器的高效运行与并减小EMI干扰。目前逆变器中的软开关技术主要包括无源软开关技术与有源软开关技术，但都需要增加额外的器件与辅助电路来实现，这不仅增加了逆变器的体积与成本，也增加了控制复杂度，降低了逆变器工作的可靠性。近年来，有学者提出了适用于中小功率等级的逆变器上的电感电流临界连续控制策略，通过控制电感电流工作于临界电流模式，在不增加任何额外器件与辅助电路的基础上可实现开关管的ZVS开通，附图1a即为所应用的主功率拓扑-全桥逆变电路，附图1b为该控制策略下电感电流iLf的整体示意图，电感电流iLf双向流动，工作于临界电流模式BCM，通过反向电流IB在死区时间内完成开关管的结电容的充放电以实现开关管的ZVS开通。与SPWM类似，临界电流模式下也分为单极性和双极性调制策略，两种传统调制策略下的理论开通时间ton与关断时间toff以及开关频率fs的表达式如1、2所示，式中Lf为逆变侧电感值，VDC为直流输入电压值，Vg为电网电压有效值，iup与ilow分别为电感电流iLf的上下复位限如附图1b中所标包络线。单极性调制策略：双极性调制策略：根据式1、式2可绘制出半个工频周期内逆变器开关频率变化情况如附图2所示，由图中可以看出单极性调制策略下电网电压过零点附近开关频率趋近于零，当开关频率低于LCL滤波器的谐振频率点时会导致电感电流与输出电流严重振荡，恶化输出电流质量，即使选择在过零点附近强制关断驱动依旧无法缓解该问题，其仿真波形图如图3所示，无法满足并网逆变器输出电流THD＜5％的技术标准要求，并且同样由于该原因单极性调制策略下逆变器无法输出无功，应用场合受到了相应限制；而同样电路参数下双极性调制策略下的开关频率远高于单极性调制策略，同时所有开关管均高频动作，导致关断损耗严重，效率难以提升，可选择通过增大逆变侧电感Lf的感值来降低开关频率，但这又会导致逆变器体积增大，功率密度下降，应用价值有限。发明内容本发明针对现有单极性调制策略下临界电流模式的单相并网逆变器过零点电流畸变的问题，提出了一种基于临界电流模式的混合调制策略实现了开关频率的自由调控，并在此基础上与单极性调制策略相结合，提出了一种适用于单相全桥逆变器的新的改进控制方案，保证逆变器高效率运行的同时提高了输出电流质量，并实现了临界电流模式下逆变器无功输出的功能。本发明方法的目的是通过以下技术方案来实现的：采用一种基于临界电流模式的全桥逆变器的混合调制策略来解决单极性调制策略下电网电压过零点处电流振荡的问题。该调制策略在电感电流下降阶段通过续流开关管的交替实现了两种调制策略的切换，由单极性调制策略切换为双极性调制策略，并通过控制两种调制策略的作用时间之比进行开关频率的调控。在电网电压过零区域|sinωt|≤a，0＜a≤0.1采用这种调制策略确保开关频率不会低于LCL滤波器谐振频率点而引起电流振荡，提升输出电流质量，在非过零区域|sinωt|＞0.1采用单极性调制策略保证逆变器高效运行。附图4给出了所提改进控制方案后的基于临界电流模式的全桥逆变器的电感电流iLf的波形图。本发明具有如下技术效果：1.在不增加额外器件与辅助电路的条件下，通过控制电感电流临界连续实现全桥逆变器开关管的ZVS开通，提升了逆变器的工作效率；2.在电网电压过零区域采用混合调制策略，解决了单极性调制策略下存在的电流畸变问题，非过零区域依旧采用单极性调制策略，保证了整个工频周期内逆变器的高效率运行的同时减小了输出电流THD，提升了输出电流质量；3.实现了临界电流模式下逆变器的无功输出功能，拓宽了临界电流模式逆变器的应用范围；附图说明附图1是主电路拓扑以及传统单极性调制策略下临界电流模式的全桥逆变器的电感电流iLf的示意图；附图2是临界电流模式下传统单极性调制策略与双极性调制策略逆变器在半个工频周期内开关频率的变化情况示意图；附图3是单极性调制策略下临界电流模式的全桥逆变器的并网仿真波形示意图；附图4是本发明所提出的控制方案下的基于临界电流模式的全桥逆变器的电感电流iLf的波形示意图；附图5传统单极性调制策略与双极性调制策略下临界电流模式逆变器的电感电流iLf波形展开示意图；附图6混合调制策略下临界电流模式逆变器电感电流iLf波形展开示意图；附图7混合调制策略中两种不同切换顺序下的电感电流iLf波形与驱动时序示意图；附图8是本发明所提改进控制方案下所采用的数模结合的实现方式示意图与逆变器整体控制框图；附图9是本发明所提改进控制方案下逆变器开关频率变化示意图；附图10是逆变器无功输出时电网电压与输出电流示意图；附图11是逆变器无功输出时不同工作区域下不同的电感电流iLf与驱动时序示意图；附图12是本发明所提改进控制方案下逆变器无功输出时电感电流iLf整体示意图；附图13是本发明所提改进控制方案下逆变器的仿真运行波形图；附图14是本发明所提改进控制方案下逆变器的实验运行波形图；附图15是本发明所提改进控制方案下逆变器的效率曲线与THD曲线示意图；具体实施方式下面结合附图对本发明方法进行详细说明。附图1a所示，为主电路拓扑图，采用全桥逆变器与LCL滤波器，附图1b为临界电流模式下电感电流iLf示意图，控制iLf双向流动以实现开关管的ZVS开通，同时为保证每个开关周期内电感电流平均值始终等于输出电流基准ioref，需设定电感电流iLf的上下复位限iup，ilow满足下式：由于逆变器工频周期内正负半周期运行状态对称，这里以正半周期为例分析临界电流模式下逆变器的运行原理。对于单极性调制策略，开关管Q1、Q3高频动作，Q2、Q4工频动作，正半周期Q4常开，Q2常关，Q1、Q4开通时，电感电流iLf在正向电压VDC-Vg*sinωt作用下直线上升，当iLf上升至设定上限值iup后，关断Q1，开通Q2，此时iLf将在反向电压-Vg*sinωt的作用下直线下降直至低于设定下限值ilow后周期复位，开始下一个循环，如附图5中蓝色虚线所示，而在电网电压过零附近，由于-Vg*sinωt趋近于零，导致此时电感电流iLf的下降速率极慢，这也是造成单极性调制策略下电流振荡问题的根本原因；对于双极性调制策略，四个开关管均高频动作，对管同开同关，Q1、Q4开通时，电感电流iLf在正向电压VDC-Vg*sinωt作用下直线上升，与单极性调制策略下完全一致，当iLf上升至设定上限值iup后，关断Q1、Q4，开通Q2、Q3，此时iLf将在反向电压-VDC-Vg*sinωt的作用下直线下降直至低于设定下限值ilow后周期复位，如附图5中红色虚线所示，因此即使在电网电压过零附近，由于直流输入VDC较大，电感电流iLf依旧能快速下降，但过高的开关频率又会导致高关断损耗，并且对驱动芯片要求较高。因此本发明设想是否能使电感电流iLf沿着如附图5中黄色实线所示下降，位于单极性与双极性两种调制策略下降曲线之间，使得开关频率不会过低而引起电流振荡问题，也不会过高造成不必要的额外损耗。基于该思想，本发明提出在电感电流下降阶段通过两种调制策略的切换来等效实现，如附图6所示，iLf先在反向电压-Vg*sinωt作用下下降至某一时刻切换续流开关管，关断Q4，开通Q3，iLf即转为在反向电压-VDC-Vg*sinωt的作用下继续下降，即可等效模拟出附图6中黄线所示的下降曲线，并可通过对切换时刻的调整就能实现逆变器开关频率的自由调控。根据两种调制策略切换顺序的不同又可分为两种情况，如附图7所示，分别为由单极性切换至双极性附图7a与由双极性切换至单极性附图7b，两种切换顺序下开关管的等效开关次数与开关周期是完全一致的，但驱动的时序与电感电流iLf的波形截然不同。同时为了使输出电流保持正弦，必须保证电感电流iLf每个开关周期内的平均值始终等于电流基准ioref，但由于两种调制策略的切换会导致电感电流iLf由直线下降变为折线下降，其平均值会偏离电流基准Ioref如附图7中阴影部分所示，若不对该部分进行补偿处理则会造成逆变器输出电流不再正弦，偏离输出电流基准。针对这部分偏离的电流值可通过改变电感电流的上下限值iup或ilow以进行补偿。为方便计算与补偿，本发明采用保持下限值ilow＝IB恒定，对电感电流上限值iup进行补偿。显而易见，对于先单极性后双极性图7a这种切换顺序，为保证混合调制策略下电感电流平均值仍等于电流基准，需要降低电感电流上限值iup以抵消电流的偏离，而另一种切换顺序图7b则需增大iup。对于逆变器而言，电感电流上限值iup的减小有利于减小开关管的电流应力以及降低开关管的导通损耗与didt，提升效率，因此本发明选择先单极性后双极性图7a的切换顺序作为逆变器的控制方案。如附图7a所示，令单极性调制策略作用下的关断时间为toff1，双极性调制策略作用下的关断时间为toff2，设定两种调制策略时间作用时间之比m：m＝toff1toff24即可通过调整m的大小实现对开通关断时间进行调制，进而实现对开关频率的调控。混合调制策略下导通时间与关断时间表达式为：式中iupper是经过补偿后的新电感电流上限值，可根据逆变器工作模态分列方程求解而得，其表达式为：基于上述表达式即可对电感电流iLf实现精确控制，首先对电网电压进行采样送入DSP进行锁相环运算得到实时的电网电压相位信息ωt，若|sinωt|＞a0＜a≤0.1则位于非过零区域，该区域内逆变器采用单极性调制策略，其开通与关断时间的表达式如式1所示；若|sinωt|≤a则位于过零区域，该区域内逆变器采用混合极性调制策略，其开通与关断时间的表达式如式5所示。为保证电感电流iLf的控制效果，本发明选择采用数模结合的实现方式，如附图8所示，即开通时间ton与关断时间toff1由DSP软件计算得到送至PWM模块，周期复位则由硬件比较器来实现，当电感电流iLf下降至设定下限-IB后，比较器输出电平翻转触发PWM模块周期复位，进行下一个开关周期。该实现方式既能利用软件预测控制来灵活方便地调整开通时间并进行延时补偿，同时硬件复位控制的准确性与快速性也保证了电感电流的精确控制。附图4为本发明所提出的改进控制方案下电感电流iLf的示意图，附图9为该控制方案下半个工频周期内不同载重下开关频率的变化情况，可通过调整m的取值自由调整电网电压过零区域|sinωt|≤a，0＜a≤0.1内的开关频率大小，图例中m取值为15。附图10为逆变器在无功输出时电网电压与输出电流相位关系示意图，根据电网电压与输出电流的相对关系将工频周期划分为四个区域，不同区域下驱动时序与电感电流iLf均需相应改变以输出无功，分别为：区域I：电网电压ug与输出电流io均处于正半周，即sinωt＞0，为电网电压ug与输出电流io的夹角，电感电流及开关管驱动如图11c所示。Q1与Q4同时开通，电感电流iLf在正向电压Vdc-ug的作用下直线上升；在达到上限iupper时Q1关断，Q2开通，电感电流iLf在反向电压-ug的作用下下降；Q4则直到电感电流iLf下降到切换点电流imid时才会关断，之后Q3开通，电感电流iLf在反向电压-VDC+ug作用下继续下降，直至下降至下限ilow进行周期复位，继续下一个周期；Q1与Q4的开通时间分别为：区域II：电网电压ug处于负半周，输出电流io处于正半周，即sinωt＜0，电感电流及开关管驱动如图11b所示。Q1与Q4同时开通，电感电流iLf在正向电压Vdc-ug的作用下直线上升；与区域I不同的是，在电感电流iLf上升至切换点电流imid时Q4率先关断，Q3开通，电感电流iLf在正向电压-ug的作用下继续上升；Q1则直到电感电流iLf达到上限iupper时才会关断，之后Q2开通，电感电流iLf在反向电压-VDC+ug作用下直线下降，直至下降至下限ilow进行周期复位，继续下一个周期；Q1与Q4的开通时间分别为：区域III：电网电压ug与输出电流io均处于负半周，即sinωt＜0，电感电流及开关管驱动如图11c所示。Q2与Q3同时开通，电感电流iLf在反向电压-VDC+ug作用下直线下降；达到上限iupper时Q2关断，Q1开通，电感电流iLf在正向电压-ug的作用下上升；Q3则直到电感电流iLf下降到切换点电流imid时才会关断，之后Q4开通，电感电流iLf在正向电压VDC-ug作用下继续上升，直至上升至下限ilow进行周期复位，继续下一个周期；Q2与Q3的开通时间与区域I类似，分别为：区域IV：电网电压ug处于正半周，输出电流io处于负半周，即sinωt＞0，电感电流及开关管驱动如图11d所示。Q2与Q3同时开通，电感电流iLf在反向电压-Vdc+ug的作用下直线下降；与区域II不同的是，在电感电流iLf达到切换点电流imid时Q3率先关断，Q4开通，电感电流iLf在反向电压-ug的作用下继续下降；Q2则直到电感电流iLf达到上限iupper时才会关断，之后Q1开通，电感电流iLf在正向电压VDC-ug作用下直线上升，直至上升至下限ilow进行周期复位，继续下一个周期；Q2与Q3的开通时间与区域III类似，分别为：与功率因数为1的情况下类似，同样只在电网电压过零点附近区域sinωt≤0.1处采用混合调制策略以避免开关频率过低导致到电流畸变问题，其余工作区域仍采用单极性调制策略以减少开关损耗，提高效率。其整体电感电流示意图如图12所示。附图13给出了采用改进控制方案后的逆变器仿真波形图，分别为离网运行、并网运行电网电压与输出电流同相位、并网运行电网电压滞后输出电流、并网运行电网电压超前输出电流时的仿真波形，相比于附图3中给出的单极性调制策略下的并网仿真波形，可以看出输出电流质量有了明显的改善。附图14给出了采用改进控制方案后的逆变器实验波形图，别为离网运行、并网运行电网电压与输出电流同相位、并网运行电网电压滞后输出电流、并网运行电网电压超前输出电流时的仿真波形，可以看出实验波形与理论分析和仿真波形相吻合。附图15分别给出采用改进控制方案后的逆变器的效率曲线与THD曲线，由图中可以看出，本发明所提改进控制方案下逆变器在高效率运行的同时，亦能输出高质量的并网电流，验证了该控制方案的正确性与有效性。本说明书中所描述的以上内容仅仅是对本发明所作的举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种修改或补充或采用类似的方式替代，只要不偏离本发明说明书的内容或者超越本权利要求书所定义的范围，均应属于本发明的保护范围。

权利要求：1.一种基于临界电流模式的全桥逆变器的混合调制策略，其特征在于：主电路拓扑采用全桥逆变电路和LCL滤波器，包括直流输入源VDC、四个开关管Q1、Q2、Q3、Q4、逆变侧电感Lf、网侧电感Lo、输出电容Co以及电网负载Vg；控制电感电流工作于临界连续状态，在电感电流下降阶段通过控制两个续流开关管Q2、Q4的开通时间之比，实现开关频率的调控，改善了单极性调制策略下电网电压过零时电流畸变问题。2.根据权利要求1所述一种基于临界电流模式的全桥逆变器的混合调制策略，其特征在于，在电网电压正半周期，周期开始时Q1、Q4开通，电感电流iLf呈直线上升，升至电感电流上限值iupper后率先关断Q1开通Q3，经过toff1时间后再关断Q4开通Q2，电感电流iLf整体呈折线下降，降至电感电流下限值ilow后进行周期复位；在电网电压负半周期，周期开始时Q2、Q3开通，电感电流iLf呈直线下降，降至电感电流上限值iupper后率先关断Q3开通Q1，经过toff1时间后再关断Q2开通Q4，电感电流iLf整体呈折线上升，升至电感电流下限值ilow后进行周期复位。其中toff1表达式为：式中VDC为直流输入电压值，Vg为电网电压有效值，ωt为电网电压相位，iupper为电感电流上限值，IB为复位电流值，m为不同续流开关管的开通时间的之比。3.根据权利要求1、2所述一种基于临界电流模式的全桥逆变器的混合调制策略，其特征在于，复位电流IB始终保持恒定，通过调整电感电流上限iup进行对电感电流iLf偏离部分的补偿，以保证每个开关周期内电感电流iLf平均值始终等于输出电流基准ioref，根据逆变器工作模态得到经补偿修正后的电感电流上限值iupper表达式为：式中VDC为直流输入电压值，Vg为电网电压有效值，ωt为电网电压相位，ioref输出电流基准，IB为复位电流值，m为不同续流开关管的开通时间的之比。4.基于权利要求1、2、3所述的混合调制策略上的一种全桥逆变器的新的改进控制方案，其特征在于：电网电压相位在|sinωt|≤a0≤a≤0.1的过零区域内时，采用混合调制策略以解决单极性调制策略下存在的过零点输出电流振荡的问题；而在|sinωt|＞a的非过零区域仍采用单极性调制策略以保证逆变器高效率运行。5.根据权利要求4中所述的新型全桥逆变器控制方案，其特征在于，根据电网电压与输出电流的相位关系将整个工频周期划分为四个区域，不同区域下电感电流及驱动时序需相应调整以实现逆变器的无功输出功能，具体表现为：当电网电压与输出电流均位于正半周期时，电感电流呈先直线上升、后折线下降的形式，驱动时序为Q1、Q4先开通，后关断Q1、开通Q3，之后再关断Q4、开通Q2直至周期复位；当电网电压位于负半周期，输出电流位于正半周期时，电感电流呈先折线上升、后直线下降的形式，驱动时序为Q1、Q4先开通，后关断Q4、开通Q2，之后再关断Q1、开通Q3直至周期复位；当电网电压与输出电流均位于负半周期时，电感电流呈先直线下降、后折线上升的形式，驱动时序为Q2、Q3先开通，后关断Q3、开通Q1，之后再关断Q2、开通Q4直至周期复位；当电网电压位于正半周期，输出电流位于负半周期时，电感电流呈先折线下降、后直线上升的形式，驱动时序为Q2、Q3先开通，后关断Q2、开通Q4，之后再关断Q3、开通Q1直至周期复位。

百度查询： 南京航空航天大学 一种基于临界电流模式的全桥逆变器的混合调制策略及其控制方案

免责声明
1、本报告根据公开、合法渠道获得相关数据和信息，力求客观、公正，但并不保证数据的最终完整性和准确性。
2、报告中的分析和结论仅反映本公司于发布本报告当日的职业理解，仅供参考使用，不能作为本公司承担任何法律责任的依据或者凭证。

阅读全文 双屏查看 官方信息 专利公告 收藏专利 下载PDF 下载WORD