申请/专利权人：三星电子株式会社

申请日：2019-01-08

公开（公告）日：2024-04-16

公开（公告）号：CN110020704B

主分类号：G06K19/07

分类号：G06K19/07

优先权：["20180109 KR 10-2018-0002883"]

专利状态码：有效-授权

法律状态：2024.04.16#授权;2020.12.04#实质审查的生效;2019.07.16#公开

摘要：一种智能卡包括：天线，用于发送和接收射频信号；整流器，用于对通过天线接收的信号整流，以输出整流电压；电压调节器，用于在第一操作模式和第二操作模式下操作，其中，第一操作模式用于稳定整流电压的电平，第二操作模式用于使用整流电压来产生内部电压；调节器转换器，用于根据模式选择信号控制电压调节器以在第一操作模式和第二操作模式之一下操作电压调节器；钳位电路，用于根据模式选择信号将整流器的输出端连接到地；负载调制器，用于改变天线的电阻以执行负载调制；以及调节器控制器，用于根据负载调制器被激活还是禁用来产生模式选择信号。

主权项：1.一种智能卡，包括：天线，用于发送和接收射频信号；整流器，用于对通过天线接收的信号整流，以输出整流电压；电压调节器，用于在第一操作模式和第二操作模式下操作，其中，第一操作模式用于稳定整流电压的电平，第二操作模式用于使用整流电压来产生内部电压；调节器转换器，用于根据模式选择信号控制电压调节器以在第一操作模式和第二操作模式之一下操作电压调节器；钳位电路，用于根据模式选择信号将整流器的输出端连接到地；负载调制器，用于改变天线的电阻以执行负载调制；以及调节器控制器，用于根据负载调制器被激活还是禁用来产生模式选择信号，其中，当负载调制器被激活时，调节器控制器产生模式选择信号，使得电压调节器在用于使用整流电压来产生内部电压的第二操作模式下操作，并且其中，当负载调制器被激活时，调节器控制器通过钳位电路将整流器的输出端连接到地。

全文数据：模式可变的供电电路及包括所述供电电路的智能卡对相关申请的交叉引用于2018年1月9日提交到韩国知识产权局的第10-2018-0002883号、名称为“模式可变的供电电路及包括所述供电电路的智能卡”的韩国专利申请通过引用而全部合并于此。技术领域实施例涉及一种半导体设备，更具体地说，涉及一种模式可变的供电电路及包括所述供电电路的智能卡。背景技术智能卡也称为芯片卡或集成电路IC卡，其根据它们的供电接口而分类为接触卡、非接触卡和复合combi卡。接触卡通过非接触式供电接口例如，通过接触卡的表面上的接触端子的电接触接收外部电力。非接触卡通过接触式供电接口例如，通过由非接触卡的非接触端子例如，天线接收的射频信号接收外部电力。复合卡通过非接触式供电接口和接触式供电接口两者来接收外部电力。非接触卡系统例如，智能卡系统包括通过射频信号与附近智能卡通信的卡阅读器。卡阅读器和附近智能卡通过非接触型信息识别技术彼此交换信息。智能卡通过电磁感应将从卡阅读器辐射的电磁波转换为电压信号。电压调节器是智能卡的供电电路并稳定从电磁波感应的电压信号。然而，当电压调节器进行操作来稳定电压信号时，卡阅读器与智能卡之间的通信由于电压调节器的操作而变得不稳定。为了智能卡的可靠性，需要一种用于解决卡阅读器与智能卡之间的通信不稳定的技术。发明内容实施例涉及智能卡，其包括：天线，用于发送和接收射频信号；整流器，用于对通过天线接收的信号整流，以输出整流电压；电压调节器，用于在第一操作模式和第二操作模式下操作，其中，第一操作模式用于稳定整流电压的电平，第二操作模式用于使用整流电压来产生内部电压；调节器转换器，用于根据模式选择信号控制电压调节器以在第一操作模式和第二操作模式之一下操作电压调节器；钳位电路，用于根据模式选择信号将整流器的输出端连接到地；负载调制器，用于改变天线的电阻以执行负载调制；以及调节器控制器，用于根据负载调制器被激活还是禁用来产生模式选择信号。实施例涉及智能卡的供电电路。所述供电电路包括：整流器，用于对从天线接收的AC电压整流并输出整流AC电压；电压调节器，用于当用于改变天线的电阻的负载调制被激活时在低压降LDO模式下操作并使用整流AC电压来产生内部电压，并当负载调制被禁用时在调节器模式下操作以保持整流AC电压的电平恒定；以及钳位电路，用于当负载调制被激活时将整流器的输出端连接到地。实施例涉及集成电路卡的供电电路。所述供电电路包括：整流器，用于通过对AC电压整流来产生第一整流电压；电压调节器，用于在第一操作模式和第二操作模式下产生内部电压；以及钳位电路，用于在第一操作模式下对第一整流电压放电以产生具有比第一整流电压更低电压的第二整流电压。在第一操作模式下，电压调节器将第二整流电压用作供电电压来产生内部电压，并且，在第二操作模式下，电压调节器将第一整流电压用作内部电压来产生内部电压。附图说明通过参照附图详细描述示例性实施例，特征将对于本领域技术人员而言变得清楚，其中：图1示出根据示例性实施例的智能卡的框图。图2示出图1的智能卡的供电电路的电路图。图3示出用于描述当负载调制模式被禁用时图1的智能卡的调节器转换器的开关状态的电路图。图4示出用于描述在图3的调节器转换器的开关状态下智能卡的电压调节器的操作的电路图。图5示出用于描述当负载调制模式被激活时智能卡的调节器转换器的开关状态的电路图。图6示出用于描述在图5的智能卡的调节器转换器的开关状态下智能卡的电压调节器的操作的电路图。图7A和图7B示出用于描述图1的智能卡的操作模式及根据智能卡的操作模式的效果的时序图。图8示出用于描述图1的智能卡的调节器控制器的操作的流程图。图9A和图9B示出另一实施例的时序图的示例。图10示出实施例的时序图的示例。图11示出另一实施例的时序图的示例。图12示出根据实施例的智能卡的钳位电路的二极管。图13示出根据实施例的智能卡系统的框图。具体实施方式以下，将参照附图清楚且详细地描述实施例。图1是根据实施例的智能卡的框图。参照图1，智能卡100可包括天线110、整流器120、调节器转换器130、电压调节器140、钳位电路150、负载调制器160和调节器控制器170。天线110可发送或接收射频信号以与卡阅读器未示出通信。在示例性实施例中，天线110可具有彼此并联连接的电感器L和电容器C。天线110可通过电感器L和电容器C的电磁感应将从卡阅读器发送的射频信号转换为电信号。天线110可具有用于与卡阅读器通信的环形天线结构。例如，天线110可具有双谐振环路结构，以达到高电磁效率。整流器120可对从天线110接收的交流AC信号整流，并可输出整流AC信号作为整流电压VDDU。例如，整流器120可包括整流器电路，例如，半波整流器电路和全波整流器电路。此外，整流器120可包括用于对整流AC电压进行平滑的平滑电路。在示例性实施例中，整流器120可以是包括桥耦合的四个二极管的全波整流器电路。调节器转换器130可以控制电压调节器140的操作模式，使得电压调节器140可以根据模式选择信号Mode_SEL在第一调节器模式和第二调节器模式之一下操作。模式选择信号Mode_SEL可根据负载调制被激活还是禁用来改变。在第一调节器模式下，整流电压VDDU可保持恒定电压。在第二调节器模式下，电压调节器140可不考虑整流电压VDDU的电平改变而产生稳定的内部电压VDDI。例如，第二调节器模式可用于通过在低压降lowdropout,LDO模式下操作电压调节器140来防止或最小化会由电压调节器在负载调制期间的操作引起的噪声。调节转换器130可根据模式选择信号Mode_SEL选择整流电压VDDU的分压、参考电压Vref和反馈电压Vfb，并可将选择的电压输出到电压调节器140的负输入端-和正输入端+。调节器转换器130可选择整流电压VDDU的分压和参考电压Vref之一，并可将选择的电压作为第一电压V1提供给电压调节器140的负输入端-。调节器转换器130可选择参考电压Vref和反馈电压Vfb之一，并将选择的电压作为第二电压V2提供给电压调节器140的正输入端+。电压调节器140可在调节器转换器130的第一调节器模式和第二调节器模式之中的一个模式下操作。在第一调节器模式下，电压调节器140可检测整流电压VDDU的电平改变，并可执行调节操作以将整流电压VDDU保持在目标电平。在第二调节器模式下，电压调节器140可在LDO模式下操作并可不管由负载调制引起的整流电压VDDU引起的电平改变而将内部电压VDDI保持恒定。例如，在第二调节器模式下，电压调节器140可在LDO模式下操作以抑制由负载调制产生的发送信号的失真或噪声。例如，通过改变电压调节器140的操作模式，可产生稳定的内部电压VDDI，并可减少发送信号的误差。钳位电路150可连接在用于输出整流电压VDDU的整流器140的输出端与地之间，并可根据模式选择信号Mode_SEL来操作。例如，当负载调制被激活时，钳位电路150可使放电电流从整流器120的输出端流向地。例如，当电压调节器140在第二调节器模式下操作时，钳位电路150可使放电电流从整流器120的输出端流向地。钳位电路150可包括二极管开关SWD和二极管SD。二极管开关SWD可包括连接到整流器120的输出端的第一端和连接到二极管SD的第二端。当电压调节器140在第一调节器模式下即，当负载调制被禁用时操作时，钳位电路150可不使放电电流从整流器120的输出端流向地。负载调制器160可根据从智能卡100的数据产生器未示出提供的发送数据TX_DATA来产生发送信号TX，并可根据发送信号TX来控制连接到天线110的两端的可变电阻器VR。此外，负载调制器160可向调节器控制器170提供发送信号TX或指示负载调制被激活还是禁用的信息。调节器控制器170可根据从负载调制器160提供的发送信号TX或根据指示负载调制被激活还是禁用的信息来产生模式选择信号Mode_SEL。例如，当负载调制被禁用时，调节器控制器170可输出具有低电平的模式选择信号Mode_SEL，使得电压调节器140和钳位电路150可在第一调节器模式下操作。另一方面，当负载调制被激活或发送信号TX的转变被检测到时，调节器控制器170可输出具有高电平的模式选择信号Mode_SEL，使得电压调节器140和钳位电路150可在第二调节器模式下操作。这里，调节器控制器170可检测发送信号TX以确定负载调制被激活还是禁用。例如，调节器控制器170可接收任何标记信号或数据以确定负载调制被激活还是禁用。以上已经描述了根据实施例的智能卡100的调节器的配置和负载调制。智能卡100可在发送模式下改变电压调节器140的操作模式，以减少由负载调制和电压调节器140的操作引起的噪声。此外，用于使放电电流从整流器120的输出端流向地的钳位电路150被激活以调整通过电压调节器140流向地的电流量。根据这些配置，通过负载调制来产生负载波形，并且，当负载调制被执行时，可通过电压调节器140的模式改变来减少由电压调节器140的操作和负载调制引起的负载调制波形的失真和噪声，结果，可在发送模式下减少发送信号TX的误差。图2是图1的智能卡的供电电路的电路图的示例。参照图2，智能卡100的供电电路可包括天线110、整流器120、调节器转换器130、电压调节器140和钳位电路150。由于图2的天线110和钳位电路150的配置与图1的天线110和钳位电路150的配置相同，将省略对它们的详细描述。可变电阻器VR可包括第一电阻器R1、第二电阻器R2和调制开关SW0。例如，第一电阻器R1、调制开关SW0和第二电阻器R2可串联，并且，第一电阻器R1和第二电阻器R2可分别连接到天线110的两端。调制开关SW0可由发送信号TX来接通或关断。根据由发送信号TX控制的调制开关SW的通断操作，天线110的两端之间的负载可改变，并且，在天线110的两端或整流器120的两端L1和L2的两端感应的电信号的电平可改变。作为示例，整流器120可被配置为包括以闭环桥连接的四个二极管。输入整流器120的两端L1和L2的AC信号可以被全波整流，并且，整流AC信号可被输出为整流电压VDDU。调节器转换器130可包括响应于模式选择信号Mode_SEL而接通关断的至少四个开关SW1、SW2、SW3和SW4。电压调节器140可包括具有负输入端-、正输入端+和输出端的比较器142、PMOS晶体管PM、第五电阻器R5和第六电阻器R6。电压调节器140的PMOS晶体管可包括连接到比较器142的输出端的栅极、连接到整流器120的输出端的源极和被连接以输出内部电压VDDI的漏极。调节器转换器130可包括选择施加到比较器142的负输入端-的第一电压V1的第一开关SW1和第二开关SW2。此外，调节器转换器130可包括选择施加到比较器142的正输入端+的第二电压V2的第三开关SW3和第四开关SW4。模式选择信号Mode_SEL可在负载调制模式被禁用时具有低电平，并可在负载调制模式被激活时具有高电平。当模式选择信号Mode_SEL具有低电平即，负载调制模式被禁止时，第一开关SW1和第三开关SW3可接通，第二开关SW2、第四开关SW4和二极管开关SWD可关断。例如，当负载调制模式被禁用时，整流电压VDDU可被调节器转换器130的第三电阻器R3和第四电阻器R4分压，并且，分压可通过第一开关SW1接通而被提供给比较器142的负输入端-。当负载调制模式被禁用时，调节器转换器130可通过第三开关SW3将参考电压Vref提供给比较器142的正输入端+。因此，电压调节器140可具有由比较器142、PMOS晶体管PM和第三电阻器R3形成的正反馈环。换言之，当负载调制模式被禁用时，电压调节器140可在普通电压调节器模式下操作，使得整流电压VDDU的电平可保持恒定。另一方面，当模式选择信号Mode_SEL具有高电平即，当负载调制模式被激活时，第一开关SW1和第三开关SW3可关断，第二开关SW2、第四开关SW4和二极管开关SWD可接通。详细说来，当负载调制模式被激活时，调节器转换器130可将参考电压Vref提供给比较器142的负输入端-，并且，调节器转换器130可将反馈电压Vfb提供给比较器142的正输入端+。通过用第五电阻器R5和第六电阻器R6将调节器140的内部电压VDDI分压来获得反馈电压Vfb。因此，电压调节器140可具有由比较器142、PMOS晶体管PM和第三电阻器R5形成的负反馈环。因此，电压调节器140可在LDO模式下操作，使得内部电压VDDI可保持恒定。此外，当负载调制模式被激活时，二极管开关SWD可接通，使得钳位电路150的电阻改变，并且，大于流过电压调节器140的PMOS晶体管PM的电流的放电电流可经过二极管SD流向地。例如，当负载调制模式被激活时，由于电压调节器140可在LDO模式下操作，所以整流电压VDDU的电压会受二极管SD的电阻影响。然而，由于二极管SD的导通电阻可保持固定值，所以整流电压VDDU的电平不会由于钳位电路150的电阻改变而变得不稳定。此外，当负载调制模式被激活时，二极管SD可流出大于PMOS晶体管PM的电流的放电电流，二极管SD的阳极的电压可变为二极管SD的导通电压，其可以是基本恒定的。因此，整流电压VDDU的电平可以是二极管SD的导通电压，使得整流电压VDDU是稳定的。图3是示出当负载调制模式被禁用时调节器转换器130的开关状态的电路图。参照图3，当负载调制模式被禁用时，第一开关SW1和第三开关SW3可接通，并且，第二开关SW2、第四开关SW4和二极管开关SWD可关断。当智能卡100在禁用负载调制模式下操作时，模式选择信号Mode_SEL可具有低电平。例如，当负载调制模式被禁用或电压调节器140在普通电压调节器模式下使用整流电压VDDU的分压操作时，模式选择信号Mode_SEL可具有低电平。当模式选择信号Mode_SEL具有低电平时，调节器转换器130的第一开关SW1和第三开关SW3可接通，并且，第二开关SW2、第四开关SW4和钳位电路150的二极管开关SWD可关断。在如上所述的调节器转换器130的开关状态下，电压调节器140可将整流电压VDDU的电平保持在由参考电压Vref限定的值。图4是示出在图3的调节器转换器130的开关状态下电压调节器140的操作的电路图。参照图4，电压调节器140可在普通电压调节器模式下操作，使得整流电压VDDU的电平可保持恒定。整流电压VDDU的改变可通过调节器转换器130的第一开关SW1被输入到比较器142的负输入端-。例如，当负载调制模式被禁用时，整流电压VDDU可通过第三电阻器R3和第四电阻器R4而被划分为具有比整流电压VDDU更低电平的第一电压V1，并且，第一电压V1可被施加到比较器142的负输入端-。当输入到负输入端-的第一电压V1的电平低于参考电压Vref时，比较器142可产生具有高电平的输出电压以关断PMOS晶体管PM。结果，通过PMOS晶体管PM流向地的电流IR的量会减小，并且，整流电压VDDU的电平会增大。相反，当施加到比较器142的负输入端-的第一电压V1的电平高于参考电平Vref时，比较器142产生具有低电平的输出电压以导通PMOS晶体管PM。结果，通过PMOS晶体管PM流入地的电流IR的量会增大，并且，整流电压VDDU的电平会下降。根据这些操作，电压调节器140可将整流电压VDDU的电平保持为恒定电平。由电压调节器140控制的整流电压VDDU的电平可以是参考电压Vref。从电压调节器140输出的内部电压VDDI可根据通过PMOS晶体管PM流向地的电流IR的改变而明显改变。因此，智能卡100可还包括附加调节器电路未示出，用于将内部电压VDDI保持在恒定电平。图5是用于描述当负载调制模式被激活时调节器转换器130的开关状态的电路图。参照图5，当负载调制模式被激活时，第一开关SW1和第三开关SW3可关断，并且，第二开关SW2、第四开关SW4和二极管开关SWD可接通。当负载调制模式被激活以将发送数据TX_DATA通过智能卡100的天线100发送到卡阅读器时，负载调制器160可将发送信号TX提供给可变电阻器VR和调节器控制器170。调节器控制器170可将具有高电平的模式选择信号Mode_SEL提供给调节器转换器130。第一开关SW1和第三开关SW3可响应于具有高电平的模式选择信号Mode_SEL而关断，并且，第二开关SW2、第四开关SW4和二极管开关SWD可响应于具有高电平的模式选择信号Mode_SEL而接通。图6是用于描述图5的调节器转换器的开关状态下电压调节器140的操作的电路图。参照图6，整流电压VDDU可通过二极管开关SWD被接通而被提供给二极管SD的阳极，二极管SD的阴极可被连接到地，并且，电压调节器140可在LDO模式下操作。参考电压Vref可由调节器转换器130输入到比较器142的负输入端。内部电压VDDI的反馈电压Vfb可被输入到比较器142的正输入端+。内部电压VDDI作为电压调节器140的输出电压，可被第五电阻器R5和第六电阻器R6分压。内部电压VDDI的分压作为反馈电压Vfb，可被施加到比较器142的正输入端+。当输入到比较器142的正输入端+的反馈电压Vfb的电平低于参考电压Vref时，比较器142产生具有低电平的输出电压以导通PMOS晶体管PM。因此，通过PMOS晶体管PM流向地的电流ILDO的量可增大，内部电压VDDI的电平可增大。相反，当输入比较器142的正输入端+的反馈电压Vfb的电平高于参考电压Vref时，比较器142产生具有高电平的输出电压以关断PMOS晶体管PM。因此，通过PMOS晶体管PM流向地的电流ILDO的量可下降，并且，内部电压VDDI的电平可下降。整流电压VDDU可连接到二极管SD的阳极，并且，二极管SD的阴极可连接到地。二极管SD的电流容量大于PMOS晶体管PM的电流容量。因此，通过二极管SD流向地的电流ID的量大于通过PMOS晶体管PM流向地的电流ILDO的量。此外，当二极管SD流出电流ID时，二极管SD可在正向偏置区操作，并且，二极管SD的阳极与阴极之间的电压差可基本恒定例如，大约0.7V。结果，在二极管SD的阳极与阴极之间的电压差可对应于整流电压VDDU的电压电平，使得可去除并防止由于流过PMOS晶体管PM的电流ILDO的改变而导致的整流电压VDDU的电平改变。图7A和图7B是用于描述电压调节器140的操作模式及根据电压调节器140的操作模式的效果的时序图。图7A示出当负载调制操作且电压调节器140不改变其操作模式时在天线110的两端的负载调制波形L1L2。图7B是示出当负载调制操作且电压调节器140改变其操作模式时在天线110的两端的负载调制波形L1L2的示图。参照图7A，整流电压VDUU可由于电压调节器140的操作而改变或波动以便将整流电压VDDU维持在恒定电平，这使得在整流器120的两端L1和L2的负载调制波形L1L2可具有峰。调制开关SW0可根据发送信号TX周期性地接通和关断，以从第一时间点T0执行负载调制。例如，当发送信号TX从低电平L转变为高电平H时，可变电阻器VR的电阻可由于调制开关SW0的开关操作而改变。例如，当发送信号TX为低电平L时，调制开关SW0可关断，并且，可变电阻器VR的两个端子可彼此断开，使得负载调制波形L1L2不会受可变电阻器VR影响。此外，当发送信号TX为高电平H时，调制开关SW0可接通，并且，可变电阻器VR可具有第一电阻器R1和第二电阻器R2的总电阻，使得负载调制波形L1L2的电平会由于可变电阻器VR而下降。此外，当发送信号TX从低电平L转变为高电平H时，整流电压VDDU的电平会由于可变电阻器VR的电阻的改变而临时下降。例如，随着可变电阻器VR的电阻下降，整流电压VDDU会快速下降，使得整流电压VDDU会具有下冲210。由于整流电压VDDU的下冲210，在天线110的两端的负载调制波形L1L2会具有在第一时间点T0快速下降的峰220。负载调制波形L1L2的峰值会根据整流电压VDDU的电平而改变，而从第一时间点T0到第二点T1不会有相同的峰电平。例如，负载调制波形L1L2在第一时间点T0的峰值可以是负载调制波形L1L2在第一时间点T0到第二时间点T1之间的峰值之中最小的。因此，负载调制波形L1L2的改变的峰值会引起负载调制波形L1L2的失真和噪声，使得发送数据TX_DATA会有误差地发送到卡阅读器。负载调制波形L1L2的失真还会出现在当发送信号TX从高电平H转变为低电平L时的第二时间点T。例如，随着可变电阻器VR的电阻增大，整流电压VDDU会快速增大。此时，整流电压VDDU可具有过冲230。由于整流电压VDDU的过冲230，负载调制波形L1L2可具有在第二时间点T1快速增大的峰240。从第二时间点T1到第三时间点T2，负载调制波形L1L2的峰值可随着整流电压VDDU的电平而改变。例如，负载调制波形L1L2在第二时间点T1的峰值可以是负载调制波形L1L2在第二时间点T1到第三时间点T2之间的峰值之中最大的。因此，负载调制波形L1L2的改变的峰值会引起负载调制波形L1L2的失真和噪声，使得发送数据TX_DATA会有误差地发送到卡阅读器。负载调制波形L1L2的失真由电压调节器140用于维持整流电压VDDU恒定的操作所引起。在实施例中，由于电压调节器140的操作模式可使用调节器转换器130和钳位电路150在第一调节器模式和第二调节器模式下操作，因此可去除并防止负载调制的失真。图7B是示出根据电压调节器140的第一调节器模式和第二调节器模式的负载调制波形L1L2的时序图。参照图7B，在负载调制开启之前，电压调节器140的操作模式按照模式选择信号Mode_SEL从第一调节器模式改变到第二调节器模式。尽管整流电压VDDU会由于负载调制而改变，但是电压调节器140的内部电压VDDI可保持恒定。因此，可去除并防止负载调制波形L1L2的失真。模式选择信号Mode_SEL可在负载调制开启之前的先前时间点T0’从低电平L转变为高电平H。例如，调节器控制器170可从负载调制器160接收用于激活负载调制的信号，并可产生模式选择信号Mode_SEL。在一些实施中，调节器控制器170可从负载调制器160接收发送信号TX，并可产生模式选择信号Mode_SEL。当模式选择信号Mode_SEL可从低电平L转变为高电平H时，电压调节器140的操作模式可改变到第二调节器模式，即，LDO模式，并且，二极管SD可将放电电流从整流电压VDDU流向地。例如，二极管SD的阳极可连接到提供整流电压VDDU的整流器120的输出端，并且，二极管SD的阴极可连接到地。当调制开关SW0根据模式选择信号Mode_SEL在第一时间点T0接通时，可变电阻器VR的电阻会改变。因此，整流电压VDDU的电平可从第一整流电压VDDU1下降到第二整流电压VDDU2。也就是说，此时，电压调节器140可不在用于保持整流电压VDDU恒定的普通电压调制器模式下操作，并且，电压调节器140可在用于保持内部电压VDDI恒定的LDO模式下操作。此外，当调制开关SW0接通时，流过二极管SD的放电电流较大，使得流过电压调节器140的电流量会下降。因此，整流电压VDDU可与调制开关SW0的状态同步地具有无任何毛刺例如，下冲或过冲的方波形。结果，可去除并防止在天线110的两端的负载调制波形L1L2的包络EV的失真。图8是用于描述图1的调节器控制器170的操作的流程图。参照图8，调节器控制器170可检测从负载调制器160发送的发送模式TX模式，以确定电压调节器140的操作模式。在操作S110，调节器控制器170可接收从负载调制器160发送的发送模式TX模式或发送信号TX。例如，当发送数据TX_DATA被输入负载调制器160时，负载调制器160可产生发送信号TX，以控制调制开关SW0。负载调制器160可在产生发送信号TX之前将发送模式TX模式提供给调节器控制器170。在操作S120，调节器控制器170可执行用于检测发送模式TX模式的操作。当发送模式TX被检测到时，处理可沿“是”反向进行到操作S130。另一方面，当发送模式TX模式没有被检测到时，处理可沿“否”方向进行到操作S140。在操作S130，调节器控制器170可控制调节器转换器130和钳位电路150，使得电压调节器140可在LDO模式即，在第二调节器模式下操作。例如，调节器控制器170可输出具有高电平H的模式选择信号Mode_SEL，以关断第一开关SW1和第三开关SW3。此外，调节器控制器170可输出具有高电平H的模式选择信号Mode_SEL，以接通第二开关SW2和第四开关SW4以及钳位电路150的二极管开关SWD。因此，调节器控制器170可停止对整流电压VDDU的调节，并可在LDO模式下操作以保持内部电压VDDI恒定。在操作S140，调节器控制器170可控制调节器转换器130和钳位电路150，使得电压调节器140在第一调节器模式下操作。例如，调节器控制器170可输出具有低电平L的模式选择信号Mode_SEL，以接通第一开关SW1和第三开关SW3。此外，调节器控制器170可输出具有低电平L的模式选择信号Mode_SEL，以关断第二开关SW2和第四开关SW4以及钳位电路150的二极管开关SWD。因此，调节器控制器170可在第一调节器模式下操作以保持整流电压VDDU恒定。以上，已经描述了参照从负载调制器160提供的发送模式TX模式的调节器转换器130和钳位电路150的操作模式的改变方法。图9A和图9B是另一实施例的时序图的示例。图9A是用于描述由调节器转换器130进行电压调节器140的模式改变而产生的毛刺的时序图。图9B是用于描述用于解决由电压调节器140的模式改变产生的毛刺的时序图。参照图9A，当电压调节器140的操作模式从第一调节器模式改变到第二调节器模式即，LDO模式时，会产生毛刺320。在先前时间点T0”，当发送模式TX模式被检测到时，调节器控制器170可将模式选择信号Mode_SEL转变为高电平H。因此，第一开关SW1和第三开关SW3可关断，第二开关SW2、第四开关SW4和钳位电路150的二极管开关SWD可接通。由于二极管开关SWD的接通操作以及比较器142的输入值和输出值的交换，可产生切换冲击switchingshock，使得整流电压VDDU会具有过冲310。可替换地，此时，整流电压VDDU会具有下冲。结果，由于整流电压VDDU的过冲310，在先前时间点T0”，会在负载调制波形L1L2中产生毛刺320。因此，需要调整模式选择信号Mode_SEL的时序，以去除由电压调节器140的切换操作引起的毛刺320。图9B是用于描述根据另一实施例的切换方法的时序图。参照图9，模式选择信号Mode_SEL的转变点可与负载调制的开始点同步，使得由于负载调制导致的切换冲击以及由于电压调节器140的模式改变带来的影响可被抵消和补偿。调节器控制器170可从负载调制器160接收发送信号TX以确定负载调制的开始点。调节器控制器170可在调制开关SW0的转变开始的第一时间点T0改变模式选择信号Mode_SEL的电平。例如，调节器控制器170可与开始负载调制的第一时间点T0同步地转变模式选择信号Mode_SEL的电平。因此，可在第一时间点T0，即，从图9A中模式选择信号Mode_SEL的开始点延迟了时间段△T的时间点，激活模式选择信号Mode_SEL。当调制开关SW0接通时，负载调制和电压调节器140的模式改变同时执行。因此，由于电压调节器140的模式改变导致的切换冲击以及由于负载调制导致的切换冲击可被抵消和补偿。结果，整流电压VDUU可不具有任何过冲或下冲，并且，负载调制波形L1L2的包络VE可具有无任何毛刺的方波。图10是用于描述根据另一实施例的切换方法的时序图。参照图10，图9B中模式选择信号Mode_SEL的转变点和负载调制的开始点可被调整以进一步改善负载调制波形L1L2。调节器控制器170可从负载调制器160接收发送信号TX以确定负载调制的开始点。调节器控制器170可在从调制开关SW0的转变开始的第一时间点T0延迟预定时间△Ta的时间点，改变模式选择信号Mode_SEL的电平。例如，调节器控制器170可在从负载调制开始的第一时间点T0开始的预定时间△Ta之后，转变模式选择信号Mode_SEL的电平。预定时间△Ta可对应于电压调节器140的模式改变的延迟时间、通过二极管SD连接整流电压VDDU和地的延迟时间、或放电电流通过二极管SD从整流电压VDDU流向地的延迟时间。可通过实验将预定时间△Ta设置在可使得由于电压调节器140的模式改变和调制开关SW0的转变引起的噪声最小化的时间点。图11是用于描述另一实施例的开关方法的时序图。参照图11，可调整图9B中模式选择信号Mode_SEL的转变点和负载调制的开始点，以进一步改善负载调制波形L1L2。调节器控制器170可从负载调制器160接收发送信号TX以确定负载调制的开始点。调节器控制器170可在比调制开关SW0的转变开始的第一时间点T0早预定时间△Tb的时间点来改变模式选择信号Mode_SEL的电平。例如，调节器控制器170可在比负载调制开始的第一时间点T0早预定时间△Tb的时间点来转变模式选择信号Mode_SEL的电平。当根据负载调制的调制开关SW0的开关发生在第一时间T0时，电压调节器140的模式改变以及通过二极管SD的整流电压VDDU和地的连接可发生在比第一时间点T0早预定时间△Tb的时间点。可通过实验将预定时间△Tb设置在使得由于模式改变和调制开关SW0的转变而引起的噪声最小化的时间点。图12是示出根据实施例的钳位电路150的二极管的示图。参照图12，二极管SD可以是二极管连接的NMOS晶体管MN，其可通过用于形成智能卡100的半导体处理而实现。二极管连接的NMOS晶体管MN的电流容量可被设置为大于电压调节器140的PMOS晶体管PM的电流容量的值。图13是示出根据实施例的智能卡系统的框图。参照图13，智能卡系统100可包括卡阅读器1100和智能卡1200。智能卡1200可包括图1的调节器转换器130、电压调节器140和钳位电路150。因此，可防止由整流电压VDDU的稳压操作产生的负载调制波形L1L2的失真。这里已公开了示例实施例，但尽管采用的特定术语，但这些术语仅被用于或解释为通常的描述含义，而非用于限制的目的。在某些情况下，如本领域普通技术人员将清楚的，截止本申请的提交，关于特定实施例描述的特征、特点和或元素可单独使用或与关于其他实施例描述的特征、特点和或元素相结合地使用，除非明确说明不能如此。相应地，本领域技术人员将理解，在不脱离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，可进行形式和细节上的各种改变。

权利要求：1.一种智能卡，包括：天线，用于发送和接收射频信号；整流器，用于对通过天线接收的信号整流，以输出整流电压；电压调节器，用于在第一操作模式和第二操作模式下操作，其中，第一操作模式用于稳定整流电压的电平，第二操作模式用于使用整流电压来产生内部电压；调节器转换器，用于根据模式选择信号控制电压调节器以在第一操作模式和第二操作模式之一下操作电压调节器；钳位电路，用于根据模式选择信号将整流器的输出端连接到地；负载调制器，用于改变天线的电阻以执行负载调制；以及调节器控制器，用于根据负载调制器被激活还是禁用来产生模式选择信号。2.如权利要求1所述的智能卡，其中，当负载调制器被激活时，调节器控制器产生模式选择信号，使得电压调节器在用于使用整流电压来产生内部电压的第二操作模式下操作，并且其中，当负载调制器被激活时，调节器控制器通过钳位电路将整流器的输出端连接到地。3.如权利要求1所述的智能卡，其中，当负载调制器被禁用时，调节器控制器产生模式选择信号，使得电压调节器在用于稳定整流电压的电平的第一操作模式下操作。4.如权利要求3所述的智能卡，其中，当负载调制器被禁用时，调节器控制器通过关断钳位电路的开关将整流器的输出端从地断开。5.如权利要求1所述的智能卡，其中，电压调节器包括：比较器，具有负输入端和正输入端；以及晶体管，用于根据比较器的输出来确定整流器的输出端的整流电压是否用作电压调节器的内部电压。6.如权利要求5所述的智能卡，其中，调节器转换器包括：第一开关，用于根据模式选择信号将通过将整流电压分压而获得的分压提供给负输入端；第二开关，用于根据模式选择信号将参考电压提供给负输入端；第三开关，用于根据模式选择信号将参考电压提供给正输入端；以及第四开关，用于根据模式选择信号将内部电压的反馈电压提供给正输入端。7.如权利要求6所述的智能卡，其中，当负载调制器被激活时，模式选择信号被提供给调节器转换器，使得第一开关和第三开关关断且第二开关和第四开关接通。8.如权利要求7所述的智能卡，其中，当负载调制器被禁用时，模式选择信号被提供给调节器转换器，使得第一开关和第三开关接通且第二开关和第四开关关断。9.如权利要求1所述的智能卡，其中，调节器控制器与负载调制开始的时间点同步地转变模式选择信号，使得电压调节器在第二操作模式下操作。10.如权利要求1所述的智能卡，其中，调节器控制器在从负载调制开始的时间点延迟预定时间的时间点转变模式选择信号，使得电压调节器在第二操作模式下操作。11.如权利要求1所述的智能卡，其中，调节器控制器在比负载调制开始的时间点早预定时间的时间点转变模式选择信号，使得电压调节器在第二操作模式下操作。12.一种智能卡的供电电路，其中，所述供电电路包括：整流器，用于对从天线接收的交流AC电压整流并输出整流AC电压；电压调节器，用于当用于改变天线的电阻的负载调制被激活时在低压降LDO模式下操作并使用整流AC电压来产生内部电压，并当负载调制被禁用时在调节器模式下操作以保持整流AC电压的电平恒定；以及钳位电路，用于当负载调制被激活时将整流器的输出端连接到地。13.如权利要求12所述的供电电路，其中，电压调节器包括：比较器，用于比较输入到其负输入端和正输入端的信号；PMOS晶体管，其中，PMOS晶体管的栅极连接到比较器的输出端，PMOS晶体管的源极连接到整流器的输出端，PMOS晶体管的漏极用于输出内部电压；以及调节器转换器，用于根据负载调制被激活还是禁用来选择输入到比较器的负输入端和正输入端的信号。14.如权利要求13所述的供电电路，其中，当负载调制被激活时，调节器转换器将参考电压提供给比较器的负输入端，并将通过对内部电压分压而获得的反馈电压提供给比较器的正输入端。15.如权利要求14所述的供电电路，其中，当负载调制被禁用时，调节器转换器将通过对整流AC电压分压而获得的分压提供给比较器的负输入端，并将参考电压提供给比较器的正输入端。16.如权利要求13所述的供电电路，其中，钳位电路包括：二极管开关，其中，二极管开关的第一端被连接到整流器的输出端，二极管开关用于根据负载调制被激活还是禁用将整流AC电压切换到二极管开关的第二端；以及二极管，在整流器的输出端与地之间串联连接到二极管开关。17.如权利要求16所述的供电电路，其中，二极管的电流容量大于PMOS晶体管的电流容量。18.如权利要求12所述的供电电路，其中，电压调节器的操作模式从调节器模式改变为LDO模式的时间点与天线的电阻由于负载调制而改变的时间点同步。19.如权利要求12所述的供电电路，其中，在从天线的电阻被改变的时间点延迟预定时间的时间点，电压调节器的操作模式从调节器模式改变为LDO模式。20.一种集成电路卡的供电电路，所述供电电路包括：整流器，用于通过对交流AC电压整流来产生第一整流电压；电压调节器，用于在第一操作模式和第二操作模式下产生内部电压；以及钳位电路，用于在第一操作模式下对第一整流电压放电以产生具有比第一整流电压更低电压的第二整流电压，其中，在第一操作模式下，电压调节器将第二整流电压用作供电电压来产生内部电压，并且在第二操作模式下，电压调节器将第一整流电压用作内部电压来产生内部电压。

百度查询： 三星电子株式会社 模式可变的供电电路及包括所述供电电路的智能卡

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