申请/专利权人：北京航空航天大学

申请日：2018-11-19

公开（公告）日：2021-04-27

公开（公告）号：CN109586636B

主分类号：H02P21/22(20160101)

分类号：H02P21/22(20160101);H02P25/02(20160101);H02P27/08(20060101)

优先权：

专利状态码：有效-授权

法律状态：2021.04.27#授权;2019.04.30#实质审查的生效;2019.04.05#公开

摘要：推力矢量控制用永磁容错电机驱动控制器，包括DSP、FPGA组成的数字控制器、隔离驱动电路、容错功率驱动器及信号处理电路。驱动控制器利用霍尔电流传感器采集电机的相绕组电流，通过旋转变压器采集电机转子的位置和转速信号，经过信号处理电路处理、模数转换后，将代表相绕组电流值、转子位置和转速的数字信号送入数字控制器；数字控制器根据电机的非故障两相绕组电流信号，通过基于非正交两相绕组高频注入的无传感器控制方法实时估计电机的转子位置和转速，与机械式传感器得到的电机转子位置和速度信号互为非相似冗余，提高电机位置检测的可靠性；本发明具有良好的故障隔离能力和容错运行性能，功率密度高，可有效地满足航空航天领域推力矢量控制系统高可靠、高功率密度、高伺服性能的驱动控制需求。

主权项：1.一种推力矢量控制用永磁容错电机驱动控制器所采用的控制方法，该驱动控制器包括DSP系统、FPGA系统、隔离驱动电路、容错功率驱动器以及信号调理电路；所述的DSP系统承担控制算法运算求解功能，所述的FPGA系统承担数字信号的逻辑处理功能；所述的DSP系统包括位置环控制器、速度环控制器、最优转矩控制器、无传感器控制模块和切换开关模块；正常情况下利用机械式传感器实现电机的位置和速度检测；所述的机械式传感器包括霍尔电流传感器和旋转变压器；当机械式传感器出现故障时，由切换开关模块切换到无传感器检测模式，利用无传感器控制模块实现电机的位置和速度检测，所述的DSP系统根据上位机的位置控制指令以及电机的位置反馈信号求解系统位置环控制器，位置环控制器的输出作为速度环控制器的控制指令输入；根据位置环控制器的输出和电机的速度反馈信号求解系统的速度环控制器，速度环控制器的输出为电机的电磁转矩控制指令送入最优转矩控制器；最优转矩控制器根据电机的电磁转矩控制指令和电机的位置反馈信号，求解电机的非故障相电流指令；基于非正交两相绕组高频注入的无传感器控制方法利用非故障两相绕组的电流信号求解电机位置和速度的估计值，并与机械式传感器构成非相似冗余；切换开关模块在正常情况时利用机械式传感器实现电机的位置和速度检测，当机械式传感器出现故障时，切换到无传感器检测方法，利用无传感器检测实现电机的位置和速度检测；所述的FPGA系统包括电流环控制器、PWM生成模块、故障诊断模块、AD采样控制模块和旋变控制模块；所述的FPGA系统功能包括完成对AD模数转换器和RDC轴角变换器的控制、系统故障诊断、电机电流环控制器的计算、以及PWM信号的生成；所述的隔离驱动电路包括隔离的DC-DC开关电源、光耦隔离变换器和功率放大器，其功能为实现电机数字控制器PWM控制弱电信号与容错功率驱动器强电信号之间的电气隔离，以及对电机数字控制器PWM控制弱电信号进行功率放大；所述的容错功率驱动器包括采用宽禁带半导体器件SiCMOSFET的H桥型功率驱动电路构成，每个H桥型功率驱动电路为永磁容错电机的一相绕组供电；所述的信号调理电路包括霍尔电流传感器、AD模数转换器、旋转变压器、RDC轴角变换器以及相关的运算放大电路；其中，霍尔电流传感器用于检测永磁容错轮毂电机每相绕组的电流，将每相绕组的电流转换成相应的电压信号输出，经过运算放大电路的滤波、电平变换后送给AD模数转换器；AD模数转换器将霍尔电流传感器输出的电压信号转换成相应的数字信号，并送入所述FPGA系统中的AD采集控制模块；旋转变压器用于检测电机转子的位置和转速，输出两相正交的正余弦电压信号给RDC轴角变换器；RDC轴角变换器对两相正交的正余弦电压信号进行解调，将电机转子的位置和转速转换成相应的数字信号，并送入所述FPGA系统的旋变控制模块；该永磁容错电机驱动控制器利用霍尔电流传感器采集电机的相绕组电流，通过旋转变压器采集电机转子的位置和转速信号，经过信号处理电路处理、模数转换后，将代表相绕组电流值、转子位置和转速的数字信号送入数字控制器；所述数字控制器包括DSP系统、FPGA系统及其相应的外围电路；数字控制器中的相应模块根据电机的非故障两相绕组电流信号，通过基于非正交两相绕组高频注入的无传感器控制方法实时估计电机的转子位置和转速，与机械式传感器得到的电机转子位置和速度信号互为非相似冗余，提高电机位置和转速检测的可靠性；数字控制器根据上位机的控制指令和反馈的电机绕组电流、转子位置和转速信号，经过位置环控制器和速度环控制计算后，得到电机的电磁转矩给定指令，然后根据电机的故障模式，利用最优转矩控制器求解电机每相绕组的电流给定指令，通过电流环控制器的计算和PWM生成模块的计算，生成控制容错功率驱动器相应功率管导通和关断的PWM控制信号，经过所述隔离驱动电路后，容错驱动器控制相应功率管导通和关断，进而控制永磁容错电机每相绕组的电流值，保证电机在正常和故障情况时的平稳运行；其特征在于：该控制方法包括最优转矩控制和基于非正交两相绕组高频注入的无传感器控制；最优转矩控制是根据电机的电磁转矩指令求解得到每相绕组电流指令的功能，其由所述DSP系统中的最优转矩控制器实现；无传感器控制是当机械式传感器出现故障时，由所述DSP系统中的切换开关模块切换到无传感器检测模式，利用所述DSP系统中的无传感器控制模块来实现电机的位置和速度检测；该永磁容错电机驱动控制器利用霍尔电流传感器采集电机的相绕组电流，通过旋转变压器采集电机转子的位置和转速信号，经过信号处理电路处理、模数转换后，将代表相绕组电流值、转子位置和转速的数字信号送入数字控制器；所述数字控制器包括DSP系统、FPGA系统及其相应的外围电路；数字控制器中的相应模块根据电机的非故障两相绕组电流信号，通过基于非正交两相绕组高频注入的无传感器控制方法实时估计电机的转子位置和转速，与机械式传感器得到的电机转子位置和速度信号构成非相似冗余，通过在非故障的两相绕组中注入高频信号，提取相绕组电感中含有的电机转子位置信号，能够实现电机正常和故障情况低速运行时的无传感器检测，提高电机位置和转速检测的可靠性；其中，该永磁容错电机驱动控制器中的最优转矩控制算法如下：首先根据永磁容错电机的电磁转矩公式，建立电机故障时剩余非故障相电流求解的约束优化问题：目标函数为： 约束条件为： 式中，R为电机相电阻，Ii为电机的相绕组电流，Te表示电机的电磁转矩，Sn表示非故障相绕组集合，Sf表示故障相绕组集合，Ki为第i相绕组的反电动势系数；利用最优化理论中求解极值的方法，求解上述优化问题，得到电机非故障相绕组的电流值为： 基于非正交两相绕组高频注入的无传感器控制算法如下：步骤1：建立永磁容错电机高频激励下非故障两相绕组的电压平衡方程，并向永电机非故障两相绕组中注入幅值大小为Um，频率为ωh的高频电压Umcosωht；永磁容错电机非故障两相绕组的电压平衡方程式为： 式中，UA和UB表示施加在A和B相绕组两端的电压，IA和IB表示A和B相绕组中的电流，RA和RB表示A和B相绕组中的电阻，L0和Ls表示相电感中的平均值和二次谐波幅值，θe表示电机的电角度，θ0表示A和B相绕组的电角度差，ωe表示电机的电角频率，表示电机转子永磁体产生的磁链；因为一般情况下注入到电机中的高频电压信号频率远大于电机正常运行时的电流频率，因此，忽略上式中的电机相电阻压降和反电动势，高频激励下的电机非故障两相绕组电压平衡方程式近似为： 式中，UAh和UBh表示电机非故障A和B相绕组两端的高频注入电压，IAh和IBh电机非故障A和B相绕组中的高频电流信号；根据式6和7，向永磁容错电机非故障两相绕组中注入幅值大小为Um，频率为ωh的高频电压Umcosωht；步骤2：利用霍尔电流传感器采集电机非故障A和B相绕组的电流信号IA和IB，经过带通滤波器滤波之后，求解高频激励下电机非故障A和B相绕组的电流响应表达式IAh和IBh为： 步骤3：经过局部极值信号提取，滤除式8和9中的高频分量sinωht，然后经过相应的信号处理，去除信号中的直流分量，可得： 步骤4：根据信号处理得到的非故障A和B相绕组的电感和利用非正交锁相环求解电机的转子位置和转速的估计值和根据非正交锁相环原理，求解电机转子位置估计值与实际值之间的误差为 在此基础上，经过PID控制器和I控制器分别得到电机转子位置和转速的估计值和

全文数据：推力矢量控制用永磁容错电机驱动控制器及控制方法技术领域本发明属于永磁容错电机驱动控制技术领域，具体涉及一种推力矢量控制用高可靠永磁容错电机驱动控制器。背景技术推力矢量控制伺服系统，是导弹、火箭、可重复使用运载器等现代飞行器飞行控制系统的重要组成部分，其功能为根据控制系统的指令，控制喷管的摆角，改变发动机喷焰的排出方向，使发动机的推力在其主轴的垂直方向产生侧向控制力和控制力矩，进而改变现代飞行器在飞行中的姿态，使之按预定轨道稳定飞行。推力矢量控制伺服系统的性能优劣直接影响现代飞行器的飞行品质和作战性能。目前，国内外推力矢量控制伺服系统普遍采用电液伺服作动器的结构形式，由液压伺服阀、液压作动筒、位移传感器、压力传感器和载荷传感器等构成，其工作原理为根据控制系统的指令，推动液压伺服阀阀芯运动，控制输入液压油缸的流量，进而控制液压作动筒的动作。它具有输出功率大、响应快、迟滞小、换向灵敏、余度设置容易、可靠性高等优良特性，但是电液伺服作动器自身也存在其固有缺陷。电液伺服阀对油液污染特别敏感，被污染的油液会加快电液伺服阀的磨损并产生故障，进而导致整个系统的工作可靠性和性能稳定性降低，且电液伺服阀的舵机结构使其造价昂贵，制造工艺复杂，对使用环境要求苛刻。此外，电液伺服作动器内漏大、系统效率低、维护困难。这些固有缺陷制约了推力矢量控制伺服系统用电液伺服作动器的发展。在多电全电技术的不断引领和推动下，现代飞行器的次级能源系统逐渐转变成均由电能分配，采用新型的电动伺服作动器取代传统现代飞行器的液压作动器、燃油泵及其他机械作动系统，可以大大简化系统次级能源结构，取消液压管路，降低系统的外场使用维护需求，且电动伺服作动器具有更高的运行效率，能量利用率高，对减轻系统重量，增大系统射程具有重要的作用。伺服电动机系统是推力矢量控制电动伺服系统的核心部件，其功率密度和可靠性严重制约着整个现代飞行器性能和可靠性的进一步提升。永磁容错电机系统具有功率密度高、效率高、振动和噪声小、转矩脉动小、控制简单等优势，被广泛应用于推力矢量控制电动伺服系统。然而，永磁容错电机属于多相电机，随着电机相数增加，驱动控制器所需功率开关管急剧增加，导致电机驱动控制器的功率密度急剧下降；永磁容错电机在相绕组开路短路故障运行时，剩余非故障相绕组不对称运行，传统的矢量控制和直接转矩控制难以保证电机电磁转矩的平稳输出；电机位置和速度检测是实现永磁容错轮毂电机系统控制的前提。位置速度传感器的可靠性会直接影响整个系统的可靠性。而传统的机械式位置速度传感器体积重量大，难以通过冗余备份的方式以提高电机位置速度检测的可靠性。发明内容针对上述存在的问题，本发明的目的在于提供一种推力矢量控制用高可靠永磁容错电机驱动控制器，通过对驱动控制结构以及关键控制策略的设计创新，使所设计的永磁容错电机驱动控制器具有良好的容错伺服控制性能；通过采用新型的宽禁带半导体器件SiCMOSFET，减小驱动控制器的开关损耗，减小驱动控制器的体积和重量；采用基于非正交两相绕组高频注入的无传感器控制方法和机械式传感器互为非相似冗余的方法，提高电机位置和速度检测的可靠性；利用最优转矩控制保证电机系统在相开路和相短路故障时电磁转矩的平稳输出。本发明提供了一种推力矢量控制用永磁容错电机驱动控制器，该驱动控制器包括DSP系统、FPGA系统、隔离驱动电路、容错功率驱动器以及信号调理电路；所述的DSP系统承担控制算法运算求解功能，所述的FPGA系统承担数字信号的逻辑处理功能。所述的DSP系统包括位置环控制器、速度环控制器、最优转矩控制器、无传感器控制模块和切换开关模块；正常情况下利用机械式传感器实现电机的位置和速度检测；所述的机械式传感器包括霍尔电流传感器和旋转变压器；当机械式传感器出现故障时，由切换开关模块切换到无传感器检测模式，利用无传感器控制模块实现电机的位置和速度检测，所述的DSP系统根据上位机的位置控制指令以及电机的位置反馈信号求解系统位置环控制器，位置环控制器的输出作为速度环控制器的控制指令输入；根据位置环控制器的输出和电机的速度反馈信号求解系统的速度环控制器，速度环控制器的输出为电机的电磁转矩控制指令送入最优转矩控制器；最优转矩控制器根据电机的电磁转矩控制指令和电机的位置反馈信号，求解电机的非故障相电流指令；基于非正交两相绕组高频注入的无传感器控制方法利用非故障两相绕组的电流信号求解电机位置和速度的估计值，并与机械式传感器构成非相似冗余；切换开关模块在正常情况时利用机械式传感器实现电机的位置和速度检测，当机械式传感器出现故障时，切换到无传感器检测方法，利用无传感器检测实现电机的位置和速度检测。所述的FPGA系统包括电流环控制器、PWM生成模块、故障诊断模块、AD采样控制模块和旋变控制模块；所述的FPGA系统功能包括完成对AD模数转换器和RDC轴角变换器的控制、系统故障诊断、电机电流环控制器的计算、以及PWM信号的生成。所述的隔离驱动电路包括隔离的DC-DC开关电源、光耦隔离变换器和功率放大器，其功能为实现电机数字控制器PWM控制弱电信号与容错功率驱动器强电信号之间的电气隔离，以及对电机数字控制器PWM控制弱电信号进行功率放大。所述的容错功率驱动器包括采用宽禁带半导体器件SiCMOSFET的H桥型功率驱动电路构成，每个H桥型功率驱动电路为永磁容错电机的一相绕组供电。所述的信号调理电路包括霍尔电流传感器、AD模数转换器、旋转变压器、RDC轴角变换器以及相关的运算放大电路；其中，霍尔电流传感器用于检测永磁容错轮毂电机每相绕组的电流，将每相绕组的电流转换成相应的电压信号输出，经过运算放大电路的滤波、电平变换后送给AD模数转换器；AD模数转换器将霍尔电流传感器输出的电压信号转换成相应的数字信号，并送入所述FPGA系统中的AD采集控制模块；旋转变压器用于检测电机转子的位置和转速，输出两相正交的正余弦电压信号给RDC轴角变换器；RDC轴角变换器对两相正交的正余弦电压信号进行解调，将电机转子的位置和转速转换成相应的数字信号，并送入所述FPGA系统的旋变控制模块。该永磁容错电机驱动控制器利用霍尔电流传感器采集电机的相绕组电流，通过旋转变压器采集电机转子的位置和转速信号，经过信号处理电路处理、模数转换后，将代表相绕组电流值、转子位置和转速的数字信号送入数字控制器；所述数字控制器包括DSP系统、FPGA系统及其相应的外围电路；数字控制器中的相应模块根据电机的非故障两相绕组电流信号，通过基于非正交两相绕组高频注入的无传感器控制方法实时估计电机的转子位置和转速，与机械式传感器得到的电机转子位置和速度信号互为非相似冗余，提高电机位置和转速检测的可靠性；数字控制器根据上位机的控制指令和反馈的电机绕组电流、转子位置和转速信号，经过位置环控制器和速度环控制计算后，得到电机的电磁转矩给定指令，然后根据电机的故障模式，利用最优转矩控制器求解电机每相绕组的电流给定指令，通过电流环控制器的计算和PWM生成模块的计算，生成控制容错功率驱动器相应功率管导通和关断的PWM控制信号，经过所述隔离驱动电路后，容错驱动器控制相应功率管导通和关断，进而控制永磁容错电机每相绕组的电流值，保证电机在正常和故障情况时的平稳运行。优选的，所述的DSP采用TMS320F28335,主频150MHz，具有32位浮点处理单元。优选的，所述的FPGA采用EP2C35F484,主频高100MHz，具有35个乘法器，322个可配置IO引脚。优选的，所述的容错驱动器SiCMOSFET采用美国CREE公司的CCS050M12CM2半桥模块，耐压1200V，额定电流59A，开关损耗低，约为1.7mJ，开关频率高。优选的，所述的隔离驱动电路的隔离DC-DC开关电源采用Powerline公司的RP-1205S和RP-1212D，为SICMOSFET的门极驱动提供隔离电源；光耦隔离变换器采用AVAGO公司的ACPL-4800-300E，实现控制信号强弱电之间的隔离；功率放大器采用IXYS公司的IXDN609SI,实现控制信号的功率放大。本发明还提供了一种上述驱动控制器所采用的控制方法，该控制方法包括最优转矩控制和基于非正交两相绕组高频注入的无传感器控制；最优转矩控制是根据电机的电磁转矩指令求解得到每相绕组电流指令的功能，其由所述DSP系统中的最优转矩控制器实现；无传感器控制是当机械式传感器出现故障时，由所述DSP系统中的切换开关模块切换到无传感器检测模式，利用所述DSP系统中的无传感器控制模块来实现电机的位置和速度检测。该永磁容错电机驱动控制器利用霍尔电流传感器采集电机的相绕组电流，通过旋转变压器采集电机转子的位置和转速信号，经过信号处理电路处理、模数转换后，将代表相绕组电流值、转子位置和转速的数字信号送入数字控制器；所述数字控制器包括DSP系统、FPGA系统及其相应的外围电路；数字控制器中的相应模块根据电机的非故障两相绕组电流信号，通过基于非正交两相绕组高频注入的无传感器控制方法实时估计电机的转子位置和转速，与机械式传感器得到的电机转子位置和速度信号构成非相似冗余，通过在非故障的两相绕组中注入高频信号，提取相绕组电感中含有的电机转子位置信号，能够实现电机正常和故障情况低速运行时的无传感器检测，提高电机位置和转速检测的可靠性。其中，该永磁容错电机驱动控制器中的最优转矩控制算法如下：首先根据永磁容错电机的电磁转矩公式，建立电机故障时剩余非故障相电流求解的约束优化问题：目标函数为：约束条件为：式中，R为电机相电阻，Ii为电机的相绕组电流，Te表示电机的电磁转矩，Sn表示非故障相绕组集合，Sf表示故障相绕组集合，Ki为第i相绕组的反电动势系数；利用最优化理论中求解极值的方法，求解上述优化问题，得到电机非故障相绕组的电流值为：基于非正交两相绕组高频注入的无传感器控制算法如下：步骤1：建立永磁容错电机高频激励下非故障两相绕组的电压平衡方程，并向永电机非故障两相绕组中注入幅值大小为Um，频率为ωh的高频电压Umcosωht；永磁容错电机非故障两相绕组的电压平衡方程式为：式中，UA和UB表示施加在A和B相绕组两端的电压，IA和IB表示A和B相绕组中的电流，RA和RB表示A和B相绕组中的电阻，L0和LS表示相电感中的平均值和二次谐波幅值，θe表示电机的电角度，θ0表示A和B相绕组的电角度差，ωe表示电机的电角频率，表示电机转子永磁体产生的磁链。因为一般情况下注入到电机中的高频电压信号频率远大于电机正常运行时的电流频率，因此，可以忽略上式中的电机相电阻压降和反电动势，高频激励下的电机非故障两相绕组电压平衡方程式可近似为：式中，UAh和UBh表示电机非故障A和B相绕组两端的高频注入电压，IAh和IBh电机非故障A和B相绕组中的高频电流信号。根据式6和7，向永磁容错电机非故障两相绕组中注入幅值大小为Um，频率为ωh的高频电压Umcosωht；步骤2：利用霍尔电流传感器采集电机非故障A和B相绕组的电流信号IA和IB，经过带通滤波器滤波之后，求解高频激励下电机非故障A和B相绕组的电流响应表达式IAh和IBh为：步骤3：经过局部极值信号提取，滤除式8和9中的高频分量sinωht，然后经过相应的信号处理，去除信号中的直流分量，可得：步骤4：根据信号处理得到的非故障A和B相绕组的电感和利用非正交锁相环求解电机的转子位置和转速的估计值和根据非正交锁相环原理,求解电机转子位置估计值与实际值之间的误差为在此基础上，经过PID控制器和I控制器分别得到电机转子位置和转速的估计值和优选的，所述电机的故障模式包括相绕组开路故障和或相短路故障。本发明的有益效果及创新之处在于：1本发明提供了一种推力矢量控制用高可靠永磁容错电机驱动控制器采用基于DSP和FPGA控制架构的数字控制器，运算能力强、可扩展性好、可靠性高，可有效满足推力矢量控制用永磁容错电机的容错控制需求。2高可靠永磁容错电机驱动控制器采用基于非正交两相绕组高频注入的无传感器控制方法，实现电机非故障情况和故障情况低速段转子位置和速度的估计，与机械式传感器互为冗余备份，以提高电机位置速度检测的可靠性。3驱动控制器的功率开关管采用新型的宽禁带半导体器件SiCMOSFET，减小功率管的开关损耗，提高驱动控制系统的功率密度；同时，通过提高SiCMOSFET开关频率的方法，提高驱动控制器的控制性能。本发明提供了一种推力矢量控制用高可靠永磁容错电机驱动控制器，通过对驱动控制结构以及关键部件的设计创新，使所设计的永磁容错电机驱动控制器具有良好的故障隔离能力和容错运行性能，功率密度高，可有效地满足航空航天领域推力矢量控制系统高可靠、高功率密度、高伺服性能的驱动控制需求。附图说明图1为本发明提供的一种推力矢量控制用的高可靠永磁容错电机驱动控制器整体结构示意图；图2为本发明中数字控制器DSP和FPGA功能划分示意图；图3为本发明中容错功率驱动器结构示意图；图4为本发明中基于非正交两相绕组高频注入的无传感器控制方法示意图；图5为本发明中非正交锁相环结构示意图。具体实施方式下面结合附图详细说明本发明的技术方案。图1所示为本发明提供的一种推力矢量控制用高可靠永磁容错电机驱动控制器，包括基于DSP和FPGA架构的数字控制器、隔离驱动电路、容错功率驱动器以及信号处理电路。推力矢量控制用高可靠永磁容错电机驱动控制器利用霍尔电流传感器采集电机的相绕组电流，通过旋转变压器采集电机转子的位置和转速信号，经过信号处理电路处理、模数转换后，将代表相绕组电流值、转子位置和转速的数字信号送入数字控制器；数字控制器根据电机的非故障两相绕组电流信号，通过基于非正交两相绕组高频注入的无传感器控制方法实时估计电机的转子位置和转速，与机械式传感器得到的电机转子位置和速度信号互为非相似冗余，提高电机位置检测的可靠性；数字控制器根据上位机的控制指令和反馈的电机绕组电流、转子位置和转速信号，经过位置环控制器和速度环控制计算后，得到电机的电磁转矩给定指令，然后根据电机的故障模式相绕组开路故障和短路故障，利用最优转矩控制器求解电机每相绕组的电流给定指令，通过电流环控制器的计算和PWM生成模块的计算，生成控制容错功率驱动器相应功率管导通和关断的PWM控制信号，经过隔离驱动电路后，容错驱动器相应功率管导通和关断，进而控制永磁容错电机每相绕组的电流值，保证电机在正常和故障情况时的平稳运行。所述的基于DSP和FPGA架构的数字控制器主要由DSP、FPGA及其相应的外围电路组成。如图2所示，DSP的主要功能是根据上位机的控制指令以及反馈的电机相电流、转子位置和转速信号，完成电机位置环控制器、速度环控制器和最优转矩控制器的计算，求解得到电机每相绕组的电流给定指令，并将其送入FPGA中；利用反馈得到的非故障两相绕组电流信号，通过基于非正交两相绕组高频注入的无传感器控制方法实时估计电机的转子位置和转速如图4和图5所示，与机械式传感器得到的电机转子位置和速度信号互为非相似冗余，提高电机位置检测的可靠性。如图2所示，FPGA的主要功能是利用AD采样控制模块完成对AD模数转换器的控制，将电机每相绕组的电流转换为相应的数字量；利用旋变控制模块完成对RDC轴角变换器的控制，将旋转变压器的输出电压转换成代表电机转子位置和转速的数字量，并将转换后的信号发送给DSP；完成永磁容错轮毂电机系统的故障诊断；根据DSP计算得到的每相绕组的电流指令给定值、AD采集控制模块得到的电机每相绕组的电流反馈指令以及电机转子的位置信号，完成对电机系统电流环控制器的计算；根据电流环控制器的输出，完成PWM生成模块的计算，求解每相绕组功率开关管的PWM控制信号。其中，DSP采用美国TI公司的32位浮点型DSPTMS320F28335,主频高达150MHz，具有32位浮点处理单元。其中，FPGA采用美国ALTERA公司CycloneII系列FPGAEP2C35F484,主频高达100MHz，具有33216个逻辑单元，35个乘法器，322个可配置IO引脚。如图3所示，所述的容错功率驱动器主要由采用新型的宽禁带半导体器件SiCMOSFET的H桥型功率驱动电路构成，每个H桥型功率驱动电路为永磁容错电机的一相绕组供电。其中，SiCMOSFET采用美国CREE公司的CCS050M12CM2半桥模块，耐压1200V，额定电流59A，开关损耗低，约为1.7mJ，开关频率高。所述的隔离驱动电路主要由隔离的DC-DC开关电源、光耦隔离变换器和功率放大器等组成。隔离驱动电路的主要功能是实现电机数字控制器PWM控制弱电信号与容错功率驱动器强电信号之间的电气隔离，以及对电机数字控制器PWM控制弱电信号进行功率放大。其中，隔离DC-DC开关电源采用Powerline公司的RP-1205S和RP-1212D，为SICMOSFET的门极驱动提供隔离电源；光耦隔离变换器采用AVAGO公司的ACPL-4800-300E，实现控制信号强弱电之间的隔离；功率放大器采用IXYS公司的IXDN609SI,实现控制信号的功率放大。所述的信号调理电路主要包括霍尔式电流传感器、AD模数转换器、旋转变压器、RDC轴角变换器以及相关的运算放大电路。其中，霍尔电流传感器采用LEM公司的HO60-NP，单电源+5V供电,量程±100A，测量误差小、频率响应高，主要用于检测永磁容错电机每相绕组的电流；AD模数转换器采用ADI公司的8通道同步采样双极性AD转换芯片AD7606，主要功能是将霍尔电流传感器输出的电压信号转换成相应的数字信号，并送入FPGA中的AD采集控制模块；旋转变压器采用日本多摩川旋转变压器TS2620N21E11,激磁电压幅值7Vrms，频率10kHz，主要功能是检测电机转子的位置和转速，输出两相正交的正余弦电压信号给RDC轴角变换器；RDC轴角变换器采用ADI公司的AD2S1210，主要功能是对旋转变压器正余弦电压信号进行解调，将电机转子的位置和转速转换成相应的数字信号，并送入FPGA的旋变控制模块。对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。此外，应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。

权利要求：1.一种推力矢量控制用永磁容错电机驱动控制器，其特征在于，该驱动控制器包括DSP系统、FPGA系统、隔离驱动电路、容错功率驱动器以及信号调理电路；所述的DSP系统承担控制算法运算求解功能，所述的FPGA系统承担数字信号的逻辑处理功能；所述的DSP系统包括位置环控制器、速度环控制器、最优转矩控制器、无传感器控制模块和切换开关模块；正常情况下利用机械式传感器实现电机的位置和速度检测；所述的机械式传感器包括霍尔电流传感器和旋转变压器；当机械式传感器出现故障时，由切换开关模块切换到无传感器检测模式，利用无传感器控制模块实现电机的位置和速度检测，所述的DSP系统根据上位机的位置控制指令以及电机的位置反馈信号求解系统位置环控制器，位置环控制器的输出作为速度环控制器的控制指令输入；根据位置环控制器的输出和电机的速度反馈信号求解系统的速度环控制器，速度环控制器的输出为电机的电磁转矩控制指令送入最优转矩控制器；最优转矩控制器根据电机的电磁转矩控制指令和电机的位置反馈信号，求解电机的非故障相电流指令；基于非正交两相绕组高频注入的无传感器控制方法利用非故障两相绕组的电流信号求解电机位置和速度的估计值，并与机械式传感器构成非相似冗余；切换开关模块在正常情况时利用机械式传感器实现电机的位置和速度检测，当机械式传感器出现故障时，切换到无传感器检测方法，利用无传感器检测实现电机的位置和速度检测；所述的FPGA系统包括电流环控制器、PWM生成模块、故障诊断模块、AD采样控制模块和旋变控制模块；所述的FPGA系统功能包括完成对AD模数转换器和RDC轴角变换器的控制、系统故障诊断、电机电流环控制器的计算、以及PWM信号的生成；所述的隔离驱动电路包括隔离的DC-DC开关电源、光耦隔离变换器和功率放大器，其功能为实现电机数字控制器PWM控制弱电信号与容错功率驱动器强电信号之间的电气隔离，以及对电机数字控制器PWM控制弱电信号进行功率放大；所述的容错功率驱动器包括采用宽禁带半导体器件SiCMOSFET的H桥型功率驱动电路构成，每个H桥型功率驱动电路为永磁容错电机的一相绕组供电；所述的信号调理电路包括霍尔电流传感器、AD模数转换器、旋转变压器、RDC轴角变换器以及相关的运算放大电路；其中，霍尔电流传感器用于检测永磁容错轮毂电机每相绕组的电流，将每相绕组的电流转换成相应的电压信号输出，经过运算放大电路的滤波、电平变换后送给AD模数转换器；AD模数转换器将霍尔电流传感器输出的电压信号转换成相应的数字信号，并送入所述FPGA系统中的AD采集控制模块；旋转变压器用于检测电机转子的位置和转速，输出两相正交的正余弦电压信号给RDC轴角变换器；RDC轴角变换器对两相正交的正余弦电压信号进行解调，将电机转子的位置和转速转换成相应的数字信号，并送入所述FPGA系统的旋变控制模块；该永磁容错电机驱动控制器利用霍尔电流传感器采集电机的相绕组电流，通过旋转变压器采集电机转子的位置和转速信号，经过信号处理电路处理、模数转换后，将代表相绕组电流值、转子位置和转速的数字信号送入数字控制器；所述数字控制器包括DSP系统、FPGA系统及其相应的外围电路；数字控制器中的相应模块根据电机的非故障两相绕组电流信号，通过基于非正交两相绕组高频注入的无传感器控制方法实时估计电机的转子位置和转速，与机械式传感器得到的电机转子位置和速度信号互为非相似冗余，提高电机位置和转速检测的可靠性；数字控制器根据上位机的控制指令和反馈的电机绕组电流、转子位置和转速信号，经过位置环控制器和速度环控制计算后，得到电机的电磁转矩给定指令，然后根据电机的故障模式，利用最优转矩控制器求解电机每相绕组的电流给定指令，通过电流环控制器的计算和PWM生成模块的计算，生成控制容错功率驱动器相应功率管导通和关断的PWM控制信号，经过所述隔离驱动电路后，容错驱动器控制相应功率管导通和关断，进而控制永磁容错电机每相绕组的电流值，保证电机在正常和故障情况时的平稳运行。2.根据权利要求1所述的驱动控制器，其特征在于：所述的DSP采用TMS320F28335,主频150MHz，具有32位浮点处理单元。3.根据权利要求1或2所述的驱动控制器，其特征在于：所述的FPGA采用EP2C35F484,主频高100MHz，具有35个乘法器，322个可配置IO引脚。4.根据权利要求1-3中任一项所述的驱动控制器，其特征在于：所述的容错驱动器SiCMOSFET采用美国CREE公司的CCS050M12CM2半桥模块，耐压1200V，额定电流59A，开关损耗低，约为1.7mJ，开关频率高。5.根据权利要求1-4中任一项所述的驱动控制器，其特征在于：所述的隔离驱动电路的隔离DC-DC开关电源采用Powerline公司的RP-1205S和RP-1212D，为SICMOSFET的门极驱动提供隔离电源；光耦隔离变换器采用AVAGO公司的ACPL-4800-300E，实现控制信号强弱电之间的隔离；功率放大器采用IXYS公司的IXDN609SI,实现控制信号的功率放大。6.一种根据权利要求1-5中任一项所述的驱动控制器所采用的控制方法，其特征在于：该控制方法包括最优转矩控制和基于非正交两相绕组高频注入的无传感器控制；最优转矩控制是根据电机的电磁转矩指令求解得到每相绕组电流指令的功能，其由所述DSP系统中的最优转矩控制器实现；无传感器控制是当机械式传感器出现故障时，由所述DSP系统中的切换开关模块切换到无传感器检测模式，利用所述DSP系统中的无传感器控制模块来实现电机的位置和速度检测；该永磁容错电机驱动控制器利用霍尔电流传感器采集电机的相绕组电流，通过旋转变压器采集电机转子的位置和转速信号，经过信号处理电路处理、模数转换后，将代表相绕组电流值、转子位置和转速的数字信号送入数字控制器；所述数字控制器包括DSP系统、FPGA系统及其相应的外围电路；数字控制器中的相应模块根据电机的非故障两相绕组电流信号，通过基于非正交两相绕组高频注入的无传感器控制方法实时估计电机的转子位置和转速，与机械式传感器得到的电机转子位置和速度信号构成非相似冗余，通过在非故障的两相绕组中注入高频信号，提取相绕组电感中含有的电机转子位置信号，能够实现电机正常和故障情况低速运行时的无传感器检测，提高电机位置和转速检测的可靠性；其中，该永磁容错电机驱动控制器中的最优转矩控制算法如下：首先根据永磁容错电机的电磁转矩公式，建立电机故障时剩余非故障相电流求解的约束优化问题：目标函数为：约束条件为：式中，R为电机相电阻，Ii为电机的相绕组电流，Te表示电机的电磁转矩，Sn表示非故障相绕组集合，Sf表示故障相绕组集合，Ki为第i相绕组的反电动势系数；利用最优化理论中求解极值的方法，求解上述优化问题，得到电机非故障相绕组的电流值为：基于非正交两相绕组高频注入的无传感器控制算法如下：步骤1：建立永磁容错电机高频激励下非故障两相绕组的电压平衡方程，并向永电机非故障两相绕组中注入幅值大小为Um，频率为ωh的高频电压Umcosωht；永磁容错电机非故障两相绕组的电压平衡方程式为：式中，UA和UB表示施加在A和B相绕组两端的电压，IA和IB表示A和B相绕组中的电流，RA和RB表示A和B相绕组中的电阻，L0和Ls表示相电感中的平均值和二次谐波幅值，θe表示电机的电角度，θ0表示A和B相绕组的电角度差，ωe表示电机的电角频率，表示电机转子永磁体产生的磁链；因为一般情况下注入到电机中的高频电压信号频率远大于电机正常运行时的电流频率，因此，可以忽略上式中的电机相电阻压降和反电动势，高频激励下的电机非故障两相绕组电压平衡方程式可近似为：式中，UAh和UBh表示电机非故障A和B相绕组两端的高频注入电压，IAh和IBh电机非故障A和B相绕组中的高频电流信号；根据式6和7，向永磁容错电机非故障两相绕组中注入幅值大小为Um，频率为ωh的高频电压Umcosωht；步骤2：利用霍尔电流传感器采集电机非故障A和B相绕组的电流信号IA和IB，经过带通滤波器滤波之后，求解高频激励下电机非故障A和B相绕组的电流响应表达式IAh和IBh为：步骤3：经过局部极值信号提取，滤除式8和9中的高频分量sinωht，然后经过相应的信号处理，去除信号中的直流分量，可得：步骤4：根据信号处理得到的非故障A和B相绕组的电感和利用非正交锁相环求解电机的转子位置和转速的估计值和根据非正交锁相环原理,求解电机转子位置估计值与实际值之间的误差为在此基础上，经过PID控制器和I控制器分别得到电机转子位置和转速的估计值和7.根据权利要求6中所述的控制方法，其特征在于：所述电机的故障模式包括相绕组开路故障和或相短路故障。

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